標題: 我的4KW 24V-240V DC/DC 逆變器 [打印本頁]
作者: xiaojuan 時間: 2014-9-16 23:31
標題: 我的4KW 24V-240V DC/DC 逆變器
這幾天，一直在研究我的逆變器。由于之前是使用4只12V轉220V的1KW索爾逆變器并聯使用，在市電切換的時候偶爾會有一只逆變器會燒掉。由于各逆變器的輸出不均，啟動時間又很難同步，在切換的瞬間所產生的大電流將會從啟動最快的那只逆變器流過，所以就會燒掉。經過幾次改造，依然無法改進不得已自制一個從24V升壓到240V的逆變器。
這個設計經過幾次改造，終于完成，能夠在輸入18～36V時，保證輸出電壓240V在0～滿負荷時保持穩(wěn)定。
首先我確定的是功率管的選定，一開始本來打算用IXYS的VMO500-010，它具有500A的電流，耐壓100V�？紤]到本電路工作于24V，雙管正激推挽，數百A的電流流過導線開關的瞬間可能會產生極高的反峰電壓，100V可能耐不了。最后選定三菱的CM400HA-12H。（在最后的調試時證明了這一點，在較小的占空比和負載的同時作用下，反峰值超過了120V，將近5倍電源電壓，而且這個電壓是在短短十幾厘米的導線上產生的，非常重要）它的電流為400A，耐壓600V。電流雖然小了些，可是耐壓卻很高，由于電路的某些不確定因素，保證顯得耐壓尤為重要，而且對于6KW的輸出功率，初級產生的電流在電壓20V輸入時，加上損耗估計也不到350A，所以應該不會成問題。
接下來是變壓器的選定，輸出功率變壓器選用2對EE70B的磁芯并用，初級采用Φ0.96，55線并繞，兩個繞組隔離，每組一圈�？紤]到需要穩(wěn)壓，占空比不能設定得太高，而且要保證在18V輸入的情況下保證有240V的輸出，加上線路損耗，變壓比必須大于18：240，又綜合的考慮到輸出整流模塊的耐壓也只有600V，在輸入36V時輸出短的寄生振蕩可能會很大，因此變壓比也不宜太大。最終確定變壓比為15：240。經過計算，2：n = 15 : 240,得知次級需要16圈，次級也采用Φ0.96，4線并繞。
再下來就是推動變壓器和推動電路，由于電路功率比較大，IGBT使用直接耦合容易產生意想不到的干擾，損壞IGBT。故采用變壓器隔離降壓的方式驅動，采用變壓器推動不僅有效的避免了開關管誤導通，而且實現了線路隔離，非常的優(yōu)秀。驅動IC采用常見的SG3525。它本身的比較器用于檢測IGBT的瞬時電流，能實時、有效的保護IGBT的過電流。原理圖如下。這個電路看似簡單，確是經過了幾次改進和燒毀一個IGBT作為代價的。
一開始的時候由于沒有在驅動三極管的CE端反并那4只二極管，推動變壓器又比較大，推動變壓器的4只三極管在由兩個橋由一個開一個關轉換到兩個都為關閉的時候，變壓器的漏感會產生續(xù)流，連接+電源的管子將無法立即截止，哪怕是10mA的電流，經過24V×10mA后會產生嚴重的發(fā)熱，而且電路會發(fā)生不定時的寄生振蕩，燒毀IGBT。這在我以前的設計從未遇到，算是買了個經驗。后面的那兩只三極管是為了提前將IGBT里的電荷及時釋放而設計的，這個電路非常有效，經過示波器的觀測，在不添加的時候，IGBT的關斷需要600ns左右，而添加上去之后，只需要不到100ns就能關斷。而且減輕了推動管的負荷，這在推動板的電流上有明顯的變化，增加這兩只三極管前電流為2.9A而且隨著頻率的升高明顯升高，添加后為0.9A，受頻率的影響也比較小，相對穩(wěn)定。頻率呢，選定為21KHz，人耳剛聽不到即可，舒適感強，而且有助于減輕高頻的皮膚效應。一開始設計的時候選定為65KHz，IGBT和變壓器發(fā)熱嚴重。對于開關電源，效率是一個非常重要的指標，發(fā)熱的東西能避免就避免。作為一個24小時不間斷的東西，它的壽命和效率非常重要。
考慮到是兩顆12V200AH的蓄電池串聯作為電源，欠壓保護尤其重要，還有輸出的電流保護，長時間的過電流會燒毀IBGT，故采用了一顆LM358作為欠壓和過流的保護監(jiān)測。電路圖如下：
欠壓保護點為20V，低于20V電路將會鎖定，重新啟動電壓設置為25.5V，這樣可以防止在蓄電池沒有得到充電的情況下再次啟動逆變器而造成蓄電池的過放電永久性傷害。
電流保護如下圖：
電流采樣使用電磁爐的互感器，對于30A的電流綽綽有余，經過調試，在輸出26A的電流時將RP4調整，使LM358剛好關機即可，這樣就能保證電路不會由于長時間的過電流而燒毀，由于有C5的存在，保護監(jiān)測得以延遲，不至于短暫的啟動電流而引起誤動作。過電流保護將會永久鎖定，直到將驅動板電源切除才能解除，這樣設計處于安全考慮，防止長時間的超負荷引起意想不到的事故。
反饋回路就比較簡單了，采用TL431，續(xù)流電感也采用EE80的磁芯，4線并繞50圈，這個電感寧可大不能小，小了會引起磁飽和而達不到續(xù)流的作用。而且飽和后會引起IGBT的導通電流曲線變成非線性上升，引起IGBT的損壞。濾波電容使用4只450V，1000uF的西門子。整流模塊采用3只ST的BYT230PIV600,此模塊為雙35A的快恢復，足夠了，兩個組成橋式整流，一個作為續(xù)流二極管。
這個電源可謂是一波三折，燒了我一個模塊和4個整流模塊，功率變壓器重繞了6次，初級線從原來的20線改為55線并繞，次級改為4線并繞，磁芯也改為兩個EE70B合并，大大降低了發(fā)熱。輸入濾波電容一開始采用150000uF/63V的西門子和20只3.3uF/630V的電容并聯，才24V的電壓就能讓一串電容熱得爆炸開花去，那個恐怖啊，后來改用兩只電焊機專用的薄膜電容，解決了。輸出端的橋式整流，這個是個大學問，可別小看了那幾個整流二極管，在高頻和續(xù)流電感的同時作用下，在第一個導通周期結束后，由于有續(xù)流電感的存在，4只二極管將會同時導通，等到第二個導通周期到來的時候，由于二極管是有Trr關斷時間的，就在這幾百ns的時間里，在燒毀第一個模塊的時候用示波器觀測發(fā)現輸出端竟然有800V左右的峰值，非常的嚴重，后來就在每個二極管上并聯了一只2000P/2KV的電容解決了，電壓問題解決了，可是發(fā)熱依舊嚴重。還是那個原因，4只二極管同時導通，因此我加了第三個模塊，并聯在+與-之間，當電感續(xù)流的時候，電流將不再流過整流橋的臂上，問題就此解決。
IGBT燒毀，那個心疼啊～～～不過也經過了幾次細心的檢測后發(fā)現了問題的所在后解決了。
安裝固定好后，試機。首先負載為1只200W電燈泡，輸入24V直流電，一切正常，占空比50%，輸入電流8.6A，24V×8.6A＝206.4W，轉換效率很Good的了。然后緩慢的加重負載，測試到5KW，占空比自動的調整到了95%，輸出變壓器的電流達到了28A，輸入電流310A，續(xù)流電感的電流波形也相當的漂亮，散熱器開始發(fā)熱，變壓器也開始發(fā)熱，不過都還在正常范圍內，UPS都已經開始報警了，呵呵。繼續(xù)，沒事….成功了。這個設計本來就是在4KW以下工作的，綽綽有余了。唯一不足就是我的維修臺壞了一塊玻璃，光波爐的燈管在240V電壓下工作實在太熱了。到此，這個逆變器終于完成。接下的就是小事了，經過這次事件，又從中學習到了一些知識。
實物圖如下：
采用了巨大的散熱器，保證了散熱質量，不必再使用那噪音巨大而且隱患無窮的風扇了。變壓器的繞制不太專業(yè)，獻丑了，謝謝觀看！
作者: blj178 時間: 2014-10-18 11:00
真是不錯的資料
作者: tomy909 時間: 2015-6-4 22:01
太好的資料
作者: 913166782 時間: 2015-7-10 23:18
tomy909 發(fā)表于 2015-6-4 22:01
太好的資料
好厲害
作者: aasdsd123 時間: 2021-4-16 15:18
真是一遍優(yōu)秀的技術文章，不得不給你點贊！
作者: 阿杜1971 時間: 2021-5-2 12:00
弱弱的問四下：兩個方的變壓器是初次級并聯輸出的嗎？兩個白的圓圓的是什么呀？輸出的是240伏直流電？如果是直流電那你是用在什么場合呢？
作者: YWM 時間: 2021-8-30 18:00
看不明白
作者: 老愚童63 時間: 2021-8-31 16:00
4KW24V工作電壓？理論上工作電流約為167A!功率管的導通電阻以0.05歐姆計算無用功耗多少？根據P=I*I*R=167*167*0.05=1390W!有效功率約為4000-1390=2610W！不可�。∷�，大功率逆變器不主張使用低壓供電，推薦使用48V供電！
作者: 老愚童63 時間: 2021-8-31 16:05
都是有一定基礎的人，不要被假象迷糊了！制作再好效率低了也沒有實用價值！50毫歐姆的等效導通電阻并不大！導線電阻，接觸電阻，功率管導通電阻的和要做到50毫歐姆并不容易。
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