二極管4148是一種由硅摻雜其他物質組成的pn結。利用pn結的溫度特性，可通過二極管4148將溫度信號物理性質變?yōu)殡妷盒盘枖底至俊?/div>圖 2-1
圖2-1是二極管4148在導通時電流為10mA的電壓溫度特性曲線，其中x軸為溫度，y軸為二極管兩端導通電壓。其為一條極其近似直線y=0.00125x+0.7725的曲線。利用高速二極管1N4148在不同溫度下導通壓降隨溫度的升高而降低的特性，將其作為測溫傳感器對暖箱內溫度進行測量。通過對高速二極管1N4148兩端電壓壓降變化測量間接對溫度進行測量，同時應當使用雙絞線作為其數據傳輸線，避免因電磁場干擾使得測量的信號夾雜可掩蓋信號本體的噪聲。
由于采用+12V電源供電，電路圖2-2， D3是系統(tǒng)工作指示燈，R4為設定的對比電壓（作用在2-2.2）其中Us為兩個二極管兩端電壓。經過計算，通過兩個1N4148二極管的電流i:
i=（12V-Us ）V/R2 （式2-1）
由圖可知i應近似圖中10mA的特性曲線。由式1.01和1N4148電壓與結溫圖知，當10mA<i<12mA且二極管1N4148導通壓降呈似線性變化。
2-1.2溫度信號的處理由于二極管傳遞的電壓信號較小，為mv級別的小信號，在系統(tǒng)中容易被其他信號掩蓋。所以需要有電路對其進行不失真放大處理。
隔離緩沖電路該電路用于對信號與系統(tǒng)其他部分隔離，防止其受到干擾亦或者干擾其他部分系統(tǒng)。如果沒有加入緩沖級電路，上一級探測部分電壓傳遞給放大電路部分時由于前級電路電阻較小，放大部分的電阻R7、R8和二極管1N4148產生分壓效果。且在前級電路電壓變化由于所需測量信號為小信號，將由于放大電路的分壓干擾從而無法準確進行測量。產生較大誤差使系統(tǒng)無法正常工作。緩沖隔離電路由U1A,U1C集成運
放組成，即利用集成運放芯片LM324N構成電壓跟隨電路。LM324為低功率單電源四路運算放大器，輸入電壓最小3V最大32V。
如圖2-4所示為電壓跟隨電路，實質為同相比例運算電路的一個特例。電路將輸出電壓全部引回到集成運放的反相輸入端，使比例系數等于1。具體分析如下：11腳和4腳為供電引腳，令2腳輸入電壓為Un，Up為3腳輸入電壓。由于集成運放的凈輸入電壓和凈輸入電流均為0，Uo=Un,Un=Up。所以
Up=Uo （式2-2）
輸入電壓可通過該電壓跟隨電路將電壓信號傳遞給下一級電路，使得其輸出只受輸入的影響。
信號放大電路： 由于電壓變化是mV級別，但傳遞過來的信號在1.4V～1.6V間。而對小信號放大的倍數必定是一個數量級或更多的，如果不對信號進行處理，很明顯是受電源電壓限制無法放大的,而放大的準確程度恰恰決定了其精度。所以需要對信號進行加工，將變化的信號“裁剪”出來。可利用差分放大電路對其進行運算，從而得到一個實際變化的小信號。
令U2電壓為0V，U１單獨作用。成為反相比例運算電路，輸出電壓:
Uo1=-（R6/R5）*U１ （式2-3）
令U１電壓為0V， U2單獨作用。成為同相比例運算電路，輸出電壓:
Uo2=（1+R6/R5）*[R8/(R8+R7)]* U2 （式2-4）
令R6=R5=R7=R8，所以
Uo= Uo1+ Uo2 （式2-5）
Uo= U2- U１ （式2-6）
使其電阻都為100KΩ，令其幾乎接近斷路。減小電路功耗。
信號放大電路：
由于需要對小信號進行放大，由于測溫電路每升高1℃其變化約為2.7mV。設計的溫度變化區(qū)間為30℃~60℃。則壓降變化為82mV上下浮動。由于供電電壓為+12V，故而可選取對其放大100倍�？墒褂猛啾壤\算放大電路進行放大。
圖2-6是放大電路。設輸入信號為同相輸入Up。集成運放的凈輸入電壓和凈輸入電流均為0，所以
Un=Up=Uo （式2-7）
計算可得
Uo=(1+R9/R10)*Up
（式2-8）
令R9=100KΩ，R10=1KΩ。則放大倍數為101倍。
2-2分析比較系統(tǒng)比較系統(tǒng)包括了外部輸入及分析比較部分。
2-2.1外部預期溫度輸入電路
該部分電路由電位器R12和電阻R11、運算放大器組成。R11作為一個限流保護電阻存在，防止旋轉R12過程中調節(jié)電阻過小，導致電源短路燒毀。所以設置R11=1KΩ。
同時R11也作為一個分壓電阻存在用于配合R12在用戶通過對R12的調節(jié)改變運算放大器的同相端的電壓數值（即用戶設定溫度）。因傳遞的Uo為代表溫度信號的電壓信號。所以可通過對同相端電壓的設置，調節(jié)電壓從而控制溫度，其范圍計算如下：
令同相端電壓為U1，因供電電源為+12V直流電源，通過計算其電壓U1改變范圍為：
U1=12V/（R11+R12） （式2-9）
R12為100KΩ電位器，可在0Ω至100KΩ中調節(jié)，則U1范圍是11.881V至0V。
2-2.2比較分析電路通過對輸入與輸出結果的分析，可以得出一個關系，如下表2-1所示，t為實際溫度，T為預期溫度。
表2-1
分析后可用一比較器作為其分析控制電路如電路圖2-7所示。
當輸入電壓變大，即反相端輸入電壓增大，代表環(huán)境溫度t升高。同相端輸入電壓代表用戶設定溫度T。當反相電壓高于同相電壓時，輸出低電平，降溫電路工作。反之，輸出高電平，加熱電路開始工作。
2-3溫控系統(tǒng)溫控電路的設計
溫控電路利用輸出周期波給可控硅開關，通過控制其占空比，改變每秒的導通次數進而控制加熱時間，進而產生兩種工作狀態(tài)。圖2-8是電路圖。
溫控電路：由溫度設置電路傳過來的控制信號Vo控制溫控電路。溫控電路分為兩塊，分別為加熱與降溫電路。在Vo為高電平時，加熱電路工作，在Vo為低電平時為降溫工作。
其實質為方波發(fā)生電路，如圖2-9。D4為穩(wěn)壓二極管，穩(wěn)壓12V。當電路開始工作時，
Un=(Uo*R18) /(R18+R15) （式2-10）
設其為門限電壓UT=Un。
設某一時刻輸出電壓Uo=12V，則同相端電壓Un=UT。電容C1通過R13正向充電使得Up增大，當Up大于Un時。Uo由+12V躍變?yōu)?12V時：
Un=（-Uo*R18）/(R18+R15) （式2-11）
則電容通過R13放電。至Up小于Un時，Uo躍變?yōu)?12V。具體分析如下：
電容兩端的電壓
Uc=Us+(U0-Us)*e^[-t/(R13*C1)] （式2-12）
其中Us為電容在t=∞時穩(wěn)定值，U0為其初始電壓值。
令Us=+Uo=12V，U0=-Uo=-12V。在其達到UT時
Uc=UT=Uo+(UT-Uo)*e^[-（T/2）/(R13*C1)]
（式2-13）
可得其周期
T=2*R13*C1*ln(1+2*R18/R15) （式2-14）
溫控電路的不同的工作模式
該設計電路中，放電通路由R13與C1組成。放電電路由輸入信號Vo控制兩條通路，該通路為電容C1的充電通路。 通過改變充電通路，實現(xiàn)對其周期的控制。
充電時間：
T1=R13*C1*ln(1+2*R18/R15) （式2-15）
放電時間：
T2=R16*C1*ln(1+2*R18/R15) （式2-16）
T3=R17*C1*ln(1+2*R18/R15) （式2-17）
設置R13=10KΩ,R16=5KΩ，R17=100KΩ，電容C1=1μF。R18=100KΩ，R15=1KΩ。
則理論計算
T1≈198μS
T2≈99μS
T3≈1980μS
加熱電路占空比δ1=T1/（T2+T1）*100%=66.7%,一個周期為397μS。
降溫溫電路占空比δ2=T1/（T3+T1）*100%=9.09%，一個周期為2178μS。
改變放電通路從而調節(jié)了占空比，具體調節(jié)如下。
當Vo輸入高電平時，三極管Q2、MOS管Q2導通，三極管Q1、MOS管Q1截止。則R16所在放電回路導通，R16接入電路。R17所在回路三極管截止，回路斷路。電路占空比為δ1，電路開始加熱。
當Vo輸入低電平時，三極管Q1、MOS管Q1導通，三極管Q2、MOS管Q2截止。則R16所在放電回路導通，R17接入電路。R16所在回路三極管截止，回路斷路。電路占空比為δ2，電路開始恒溫加熱。恒溫加熱具體占空比視恒溫箱具體散熱決定，可通過調節(jié)R17阻值調節(jié)占空比。
實際中，由于二極管與三極管存在導通壓降。所以
Uc=Us’+(U0-Us’)*e^[-t/(R13*C1)] （式2-17）
其中Us代表的為電容在t=∞時穩(wěn)定值需要減去二極管的導通壓降。即Us’=Us-∆U，∆U為二極管與三極管導通壓降之和。
第三章 系統(tǒng)的調試3-1溫度測量系統(tǒng)的調試3-1.1測溫探頭的調試室溫30℃下測得壓降為0.695mV，串聯(lián)后升溫至37℃約變化19mV，電壓為1.460V。約1.35mV變化每攝氏度。同時與之串聯(lián)電阻R2作為對其過流保護電阻。R1與D3作為它的工作顯示燈。R3同樣作為過流保護電阻同時，與經過調節(jié)的電位器R4組成作為在22℃時測溫探頭的等電壓電路，電壓為1.535V。用于進行差值比較。
3-1.2信號放大電路的調試緩沖級電路 輸入等于輸出，由于儀器精度，在0.1mV時，電壓仍然相等�？山颇J為相等，無變化。
差分放大電路 實際使用萬用表粗略測量R5=99.5KΩ,R6=100.5KΩ，R7=99.5KΩ,R8=100.4KΩ，U2=1.535V，U１=1.460V，Uo=78.1mV。(見圖2-5)則結合理論分析
Uo≈1.009 U2-1.010 U１ （式3-1）
由式2-6可算得設計時理想理論值為Uo=75mV，
由式3-1可算得實際理論值為Uo=73.976mV。對比后很容易發(fā)現(xiàn)實際與理論分析不同，其中收的了多方面的影響。
1：集成運放實際并不是阻值無窮大的理想運放，對理論中的電壓分布有一定的影響。它使得其運放兩端等效電阻不完全等效于理論計算值。
2：電阻、電壓測量由于測量工具的精度，無法做到準確測量。
3：供電電源存在的微弱電壓波動。
4：集成運放芯片LM324N本身存在的精度及工藝水平限制導致的誤差。
5：集成運放實際中放大區(qū)域電壓變化并非是線性的，而是存在大部分區(qū)域近似線性變化的曲線。
放大電路理論值R9=100KΩ，R10=1KΩ。則Uo=7.881V，實際粗略測量得R9=100.7KΩ,R10=982Ω。由式2-8則實際理論分析中Uo=8.0869V。但實測Uo=8.06V，Up=78.1mV,與實際理論分析中Uo=8.0869V近似吻合實際測量值，具體誤差產生原因有以下幾點：
芯片內部電阻較小，受外部電路影響較大
儀器萬用表測量的精確誤差
芯片的位于放大區(qū)線性度不是很好，使得放大有誤差
3-2比較分析電路的調試比較分析電路主要一個比較器構成，反相端輸入信號為轉換過的實際溫度信號（具體表現(xiàn)為電壓信號）。
當溫度升高時，反相端輸入電壓升高。當反相輸入電壓高于或者等于設定的同相輸入電壓時，即溫度升高至設定溫度時，集成運放輸出電壓為低電位，溫控電路進入降溫狀態(tài)。反之，集成運放輸出電壓為高電位，溫控電路進入加熱狀態(tài)。
實際測量時發(fā)現(xiàn)反相輸入端當比同相輸入端高出7mV時，輸出電平才翻轉，其原因為LM324N芯片的集成運放最小的比較的差值分辨為7mV。
同時設當測溫電路兩端變化1℃時，壓降變化為2.7mV,由3.2中測量值與實際值的關系，其在差分電路放大倍數為78.1/73.976。在放大電路放大倍數8.06/0.0781。則總放大倍數為108.955。
由于緩沖電路的輸出只能確認小數點后一位仍然相等，則由比較電路的分辨最小的誤差可得其最小分辨溫度為
T=（7mV+0.1mV*108.955）/(2.7mV*108.955)≈0.0608℃
3-3溫控電路的調試經過調試仿真后，加熱電路波形如圖3-1，占空比δ1=64.93%
降溫電路波形如圖3-2，占空比δ2=9.17%，大致與理論值相符。其中二極管分壓使得電容充放電并未完全，使得其存在誤差。且其充放電時受到其他原件的干擾。
第四章 總結本次電子設計實驗中，完成了任務設計書的要求。設計成功完成實物的調試。
但設計中許多地方仍有不足，如針對小信號的特點專門設計了不同的防干擾措施，盡力避免了較多的干擾源，但是由于元件選擇不恰當，仍然產生了較大的誤差。同時也發(fā)現(xiàn)較多的實踐與理論不符之處。并且設計時由于選擇元件失誤，使用了集成運放OP系列。因其并非傳統(tǒng)的集成運放，使得無法實現(xiàn)普通集成運放的各種功能。使得在設計課程初期檢查不出系統(tǒng)無法正常工作的故障，經過多次的仔細排查，發(fā)現(xiàn)并解決了該問題，使用了LM324 芯片取代了它。
隨后查閱了其他資料，最終將電路調試成功，完成了任務。本次課程實驗加深了我對元器件的認識，鍛煉了動手能力。
附錄：
全部設計資料51hei下載地址：
http://www.torrancerestoration.com/bbs/dpj-120713-1.html
當t小于T時，系統(tǒng)控制溫控電路加熱，從而改變實際溫度，溫度升高。當t大于T時系統(tǒng)控制溫控電路降溫，使實際溫度下降。當t等于T時，由于恒溫箱的本身存在散熱，所以溫度應一直處于動態(tài)穩(wěn)定中而非等于T，但近似T。
差分放大電路：差分放大電路由U1B、R6、R5、R7、R8組成，使用LM324N集成運放,如。通過調節(jié)R4使之電壓較二極管兩端電壓大十幾毫伏，使用上述原件構成放大比例為1的加減運算電路，令同相輸入信號（R4兩端電壓信號）為U１，反相輸入信號（1N4148兩端電壓信號）為U2，輸出端信號為U０。通常集成運放兩個輸入端外接電阻應對稱，即R5∥R6＝R7∥R8。
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