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現(xiàn)在網(wǎng)上流傳的一些OTL功率放大電路省去了自舉電路，甚至一些商業(yè)套件中也這樣做，實際上這樣的電路是存在很大缺陷的，甚至是幾乎不能用的。下圖是一個省去了自舉電路的OTL電路（來源于網(wǎng)絡）。
為了分析方便，給電路中的元件加上如下標識：
C1：47μ
C2：1000μ
R1：5.6k
R2：1.5k
R3：470Ω
R4：22Ω
R5／R6：3.3Ω（2只）
VD1／VD2：1N4148（2只）
VT1：9014
VT2：8050
VT3：8550 其中VT2和VT3組成推挽輸出互補管（以下簡稱推挽管），VT1是推動管。分析電路時，為了簡單起見，忽略穩(wěn)定工作點的元件以及VT2／VT3的偏置電路元件，因此R4、R5、R6、VD1和VD2都暫時忽略。
電路中，VT2和VT3的集電極交流接地，輸出連接到VT2和VT3的發(fā)射極上，顯然推挽管工作于共集電極電路（射極跟隨器）狀態(tài)，因此推挽管只有電流放大作用，沒有電壓放大作用，輸出電壓變化幅度完全取決于推挽管基極電壓變化幅度，也就是推動管VT1集電極電壓變化幅度。
設(shè)電源電壓為VCC，由于OTL電路中點電壓的限制，推動管VT1的靜態(tài)集電極電壓只能是VCC/2，輸入信號正半周時，推動管vCE下降，如果輸入信號正半周幅度足夠大，推動管趨向于飽和，vCE接近0，于是VT1集電極電壓也接近0，VT3得到充分激勵，負載上得到足夠幅度的輸出。
輸入信號負半周時，推動管vCE上升，如果輸入信號負半周幅度足夠大，推動管趨向于截止，由于VT2的基極電流要流經(jīng)推動管負載電阻R3，因此R3上總有一定的壓降，即使VT1趨向于截止，VT1集電極電壓受到R3上壓降的限制，不可能接近VCC，VT2得不到充分激勵，負載上得不到足夠幅度的輸出。
因此，這個OTL電路中，推挽管VT2和VT3的激勵是不平衡的，VT3能得到充分激勵，VT2卻得不到充分激勵，嚴重限制了OTL功率放大電路性能的發(fā)揮。這個電路在實際應用中，輸出功率大一點就容易發(fā)生削波，嚴重時，甚至會出現(xiàn)斷斷續(xù)續(xù)發(fā)聲的現(xiàn)象。
為了解決VT2和VT3激勵不平衡的問題，可以有以下幾種解決問題的思路：
1、盡量減小推動管負載電阻R3的阻值，使得R3上的壓降減小，進而使得VT2盡量得到充分激勵。但推動管負載電阻R3本來就會消耗一定的推動功率，如果減小R3的阻值會導致R3消耗更多的推動功率，也會降低OTL功率放大電路的性能，因此這不是一種好的思路。
2、將VT1單管推動電路換成輸出電壓幅度能在接近0到接近VCC之間擺動的推動電路。使用運算放大器推動的OTL電路（包括使用運算放大器推動的OCL電路）屬于這種思路，目前應用較為廣泛。
3、將推動管負載電阻R3更換為恒流源，恒流源在流過VT1集電極電流和VT2基極電流的同時，自身的壓降可以很小，這樣使得VT1集電極電壓可以在接近0到接近VCC之間擺動，VT2和VT3的激勵自然就平衡了，同時恒流源的交流電阻接近無窮大，基本不消耗推動功率。集成功放中基本都使用這種思路。
4、將R3上端連接到一個比VCC電壓更高的電源上，這樣即使有R3上的壓降，VT1集電極電壓還是可以接近VCC，VT2即可得到充分激勵。自舉就屬于這種思路。
因此，OTL電路中的自舉電路是不能隨意省去的，自舉對于平衡推挽管的激勵有著重要作用。如果一定要取消自舉電路，對于分立元件組成的OTL電路，可以用恒流源取代推動管負載電阻，恒流源可以用恒流二極管（適用于電源電壓較高的情況），也可以用晶體管和穩(wěn)壓管組成恒流源（通用性較好）。
實際上，對于前述電路，實現(xiàn)簡單自舉非常容易，根本無需添加任何元件，方法如下：
1、將C2極性反接；
2、將揚聲器接地的一端改接電源正極；
3、將R3接電源正極的一端改接到揚聲器另一端（即C2正極）。
這樣，C2和揚聲器就同時兼作自舉電容和自舉電阻。
最后，換一個角度分析自舉電路的作用。推挽管工作于射極跟隨器狀態(tài)，射極跟隨器相當于引入了強烈的電壓負反饋，功率增益較低，推動管負載電阻又白白消耗了推動功率，因此OTL電路的增益更低，為了提高OTL電路的增益，可以有以下兩種思路：
1、引入自舉，自舉實際相當于一種正反饋，部分抵消射極跟隨器本身的負反饋，實際將推挽管的工作狀態(tài)變成了共發(fā)射極工作狀態(tài)，提高了增益。
2、將推動管負載電阻更換為恒流源，恒流源的交流電阻接近無窮大，基本不消耗推動功率，這樣推動功率就基本全部用來推動推挽管，同樣可以提高增益。
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