希望對各位有幫助！
電流反饋型運(yùn)放之【1】 剛開始使用電流反饋型運(yùn)放時(shí)，總會從資料上看到這樣的信息：電流反饋型運(yùn)放直流特性不好，適合放大高頻的交流信號；帶寬不因頻率增加而減小，也就是沒有增益帶寬積的概念；再深一點(diǎn)，CFB運(yùn)放的反饋電阻需為恒定的值。為了弄清楚這些問題，我看過很多英文應(yīng)用手冊。但看完之后，總覺得云里霧里，不知所云。終有一天，認(rèn)真推導(dǎo)了電流反饋運(yùn)放傳遞函數(shù)后恍然大悟，從理論上明白了電流反饋運(yùn)放的原理�，F(xiàn)在整理總結(jié)一下我的學(xué)習(xí)過程，希望對大家有用。 我們開始研究電流反饋型CFB運(yùn)放就從下面這個(gè)原理框圖開始。 首先，CFB運(yùn)放的輸入端不是電壓反饋型放大電路的差分輸入端，而是一個(gè)從V+到V-輸入端的一個(gè)增益為的跟隨電路，這個(gè)增益非常接近于1，實(shí)際約為0.996或更高的值，但肯定小于1.00。（如下圖所示的CFB與VFB輸入級的對比）這個(gè)跟隨輸入極有一個(gè)輸出電阻Ri,理論上這個(gè)電阻應(yīng)該等于0，但實(shí)際上為幾歐到幾十歐的水平。用于反饋的誤差電流信號就從Ri上流過從V-端口流出或流入。關(guān)于CFB運(yùn)放的輸入級以后會專門拿出一小節(jié)來分析，且耐心等待。這里只要理解為電流反饋運(yùn)放的輸入級是一個(gè)從V+至V-的跟隨器就好了。 (a)VFB運(yùn)放輸入級 (b)CFB運(yùn)放輸入級 誤差電流通過鏡像到第二級的增益阻抗Z(s)上形成電壓。注意，CFB運(yùn)放的第二級不是電壓增益G，而是互阻增益Z(s)。這是因?yàn)檫\(yùn)放的輸出是電壓，而誤差信號是個(gè)電流，只有通過互阻抗來實(shí)現(xiàn)I－V變換。Rg和Rf是用于設(shè)定增益的反饋網(wǎng)絡(luò)電阻。與VFB運(yùn)放很相似，很好理解。 電流反饋型CFB運(yùn)放之【２】 上一小節(jié)從CFB運(yùn)放的原理框圖解釋了CFB的內(nèi)部原理。這一小節(jié)我們就來用簡單的數(shù)學(xué)公式推導(dǎo)一下CFB運(yùn)放的傳遞函數(shù)，從而揭示為什么CFB運(yùn)放為什么需要固定反饋電阻的值。 還是看著下面的圖，請拿出筆來紙來，如果想真正搞明白電流反饋運(yùn)放的傳遞函數(shù)公式，明白的像電壓反饋運(yùn)放那樣的話，一定拿出筆來，一步一步的推導(dǎo)。 (1)對V-輸入端建立KCL方程，可得下式，這一步很容易理解。 對方程進(jìn)行整以，乘以Rf，并移相把V-移到右邊，得到方程式1：  （方程式1） (2)又由于V+輸入端到V-輸入端是一個(gè)增益為 ，輸出阻抗為Ri的跟隨電路�？梢缘玫絍-輸入端的電壓值：  （方程式2） (3)又由于運(yùn)放的輸出電壓等于，誤差電流Ierr乘以第二級的互阻抗： 這樣我們得到下面的誤差電流的表達(dá)式：  （方程式3） (4)將方程式2和方程式3代入方程式1得到下式： (5)對上式進(jìn)行整理得出Vo/V+, 即電流反饋CFB運(yùn)放的閉環(huán)增益： 到了上面的這一步，推導(dǎo)成功了一大半了。請?jiān)倌托牡姆治鲆幌�，我們用CFB理想模型來簡化上式：其中 ，Ri=0。則上式就可以簡寫為： 其中 為外部電組網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成的電壓反饋系數(shù)。之所以這樣寫是方便與電壓反饋型運(yùn)放進(jìn)行對比。到這里，我們可以放下筆，仔細(xì)端詳一下這個(gè)公式，并聯(lián)想一下VFB運(yùn)放的傳遞函數(shù)，還沒看出門道，那就再看看。要知后事如何，請聽下回分解。
電流反饋型CFB運(yùn)放之【3】這一小節(jié)我們將回顧電壓反饋型運(yùn)放的傳遞函數(shù)的特性，并與電流反饋CFB運(yùn)放的傳遞函數(shù)與相對比。最后闡述VFB運(yùn)放存在增益帶寬積GBW的根本原因。且向下看： 我們先回顧一下電壓反饋型運(yùn)放的傳遞函數(shù)，也就是閉環(huán)增益： 其中第二步到第三步的變化就是將分子分母同進(jìn)除以AF，(AF也稱之為放大電路的環(huán)路增益)。我們將VFB運(yùn)放的閉環(huán)增益方程與CFB運(yùn)放的閉環(huán)增益方程放在一起進(jìn)行對比， 仔細(xì)端詳上面的式子，分子上都一樣，不同的是分母上的部分。我們把VFB的分母中的AF稱之為環(huán)路增益，也是我們管他們叫這個(gè)，而是他們本來就是環(huán)路增益。因此CFB運(yùn)放的Z(s)/Rf，也就是CFB運(yùn)放的環(huán)路增益loop Gain。 下面我們就仔細(xì)分析一下運(yùn)放的環(huán)路增益，并揭示VFB運(yùn)放的增益帶寬積的本質(zhì)。記得在大學(xué)學(xué)模電時(shí)，學(xué)到VFB閉環(huán)增益時(shí)，會這樣講，AF相對于1是一個(gè)很大的值。因此1/AF的近似為0，則增益就近似等于1/F。也就是外部電阻設(shè)定的增益值。但上面忽略了一個(gè)問題，就是運(yùn)放的開環(huán)增益會隨著頻率的升高而降低，如下圖： 因此隨著頻率的增加開環(huán)增益總能下降到與反饋系數(shù)1/F的倒數(shù)相同的時(shí)候。此時(shí)的AF=1，并且對于不同的反向系數(shù)F（也就是不同的閉環(huán)設(shè)定增益），使AF=1的頻率也不同。此時(shí)的閉環(huán)增益如下式，看上去，增益下降為設(shè)定增益的1/F二分之一了。這一個(gè)點(diǎn)就是放大電路的閉環(huán)帶寬。本質(zhì)由運(yùn)放的開環(huán)增益隨頻率上升而下降所決定的。 電流反饋CFB運(yùn)放之【4】 這一小節(jié)我們將深入分析CFB運(yùn)放的傳遞函數(shù)，并從環(huán)路增益出發(fā)，闡述CFB運(yùn)放的帶寬與反饋系數(shù)F無關(guān)。 對于CFB運(yùn)放的環(huán)路增益為Z(s)/Rf，如果我們假設(shè)Z(s)在任何頻率都是恒定的。只要選定Rf，則CFB運(yùn)放的環(huán)路增益也會是恒定的，如下式： 當(dāng)然Z(s)也不可能是完全恒定的，它也有像VFB運(yùn)放開環(huán)增益Aol的特性，如下圖是電流反饋運(yùn)放的互阻抗的曲線。只是它的主極點(diǎn)頻率偏高。當(dāng)Rf（下圖的R2）選定后，環(huán)路增益的帶寬也就確定了，不會隨著反饋系數(shù)F的改變而改變。 OA-31 因此，我們現(xiàn)在就可以理解，為什么CFB運(yùn)放的帶寬不隨增益而改變這一問題了。本質(zhì)原因就是，CFB運(yùn)放的帶寬不是由運(yùn)放反饋網(wǎng)絡(luò)的反饋系數(shù)F與開環(huán)增益Z(s)所決定。而只是由反饋電阻Rf和開環(huán)增益阻抗所決定。 在第2小節(jié)里我們?yōu)榱吮阌诜治鰧⒇?fù)向輸入端V-的電阻Ri假設(shè)成理想的0歐。這一假設(shè)便于分析，但并不能反應(yīng)事實(shí)。因此，現(xiàn)在我們再把Ri考慮進(jìn)去。剛CFB運(yùn)放的環(huán)圖增益就表示為： 因此，前面提到的要使CFB運(yùn)放的帶寬恒定，需要將Rf設(shè)定為恒定的值。實(shí)際情況是將下式設(shè)定為常數(shù)： 這也就解釋了為什么在不同增益下，需要設(shè)置不同的Rf值，并且增益越高，反饋電阻Rf值選取的越低。如下圖是THS3001運(yùn)放在不同增益下的推薦電阻值： 電流反饋型運(yùn)放之【5】 在接下來的小節(jié)里，主要寫一下電流反饋型運(yùn)放獨(dú)特的地方。第一個(gè)獨(dú)特的地方要說它的輸入級。對從模電課本學(xué)習(xí)過運(yùn)放知識的同學(xué)都知道，運(yùn)放的輸入級是差分輸入電路。而電流反饋型運(yùn)放的輸入級剛不然，是一個(gè)近似跟隨器的電路。第一小節(jié)中也稍提到過。如下圖所示： 這樣的輸入級的同向輸入端（+IN）為第一級Q1的基級，這與電壓反饋運(yùn)放（VFB）是一樣的。但反同輸入端（-IN）則不同，它是Q2的射極跟隨器輸出端。注意：Q2的基級接到Q1射極跟隨輸出級，它比+IN電壓高一個(gè)PN節(jié)電壓(Q1發(fā)射極)，它又比-IN端也高出PN節(jié)電壓(Q2發(fā)射極)。這樣+IN通過不同管子的兩個(gè)射極跟隨器就到了-IN。這樣保證了兩者的電壓一致。并具有射極跟隨器的優(yōu)點(diǎn)。彌勒電容小，響應(yīng)速度快。但－IN由于是射極跟隨器的輸出端，因此這一點(diǎn)的阻抗特別小。 我們仔細(xì)觀察（其實(shí)也不用太仔細(xì)），就會發(fā)現(xiàn)電流反饋型（CFB）運(yùn)放的輸入級不是對稱結(jié)構(gòu)的。這也就決定了CFB運(yùn)放的直流特性不會特別好。（注：運(yùn)放的直流特性好壞，是由輸入級的嚴(yán)格對稱所決定的）。對于電流反饋型運(yùn)放的失調(diào)電壓有兩個(gè)：一個(gè)是輸出失調(diào)，它定義是在無輸入信號時(shí)，為了使輸出電壓為，運(yùn)放的同向輸入端需要加的調(diào)零電壓。另一個(gè)是輸入失調(diào)，它是指同向輸入端（+IN）與反向輸入端（-IN）之間的失調(diào)電壓。這是由Q1與Q2的射極壓降不同所決定的。在早期的電流反饋運(yùn)放中，調(diào)零電路是相當(dāng)復(fù)雜的。要針對不同輸入端設(shè)計(jì)不同的調(diào)零電路，如下圖：有些小復(fù)雜吧。 電流反饋型CFB運(yùn)放之【6】 這一小節(jié)來說說電流反饋型運(yùn)放的另一個(gè)有特色的地方。反饋電阻，這也是與電壓反饋型運(yùn)放最大的不同點(diǎn)之一。本節(jié)深入聊聊這個(gè)電阻，并給出一組測試結(jié)果。 在一些資料中，常給出這樣一句話，就是電流反饋型運(yùn)放的反饋電阻要設(shè)成固定值。其實(shí)不然！嚴(yán)格來說，應(yīng)該是把電流反饋型運(yùn)放的環(huán)路增益設(shè)成固定值。如下式。關(guān)于這公式的推導(dǎo)，在第4小節(jié)中有詳細(xì)的描述 這就要求不同的增益（1+Rf/Rg）下設(shè)定不同的Rf的值。那我們就來研究一下如果Rf設(shè)定不合適帶來的問題。下圖就是在不同的增益下，使用固定值的Rf的頻譜響應(yīng)。一個(gè)突出的問題是：在不同增益下使用同一固定的Rf的值，會使得頻譜響應(yīng)不平坦。 那么我們就得讓Rf隨增益動(dòng)起來，從而得到平坦的頻譜響應(yīng)。這也就是要固定環(huán)路增益原因。 為了使增益平坦，我們不得不優(yōu)化Rf值。其實(shí)也都是這樣設(shè)計(jì)的。對于一個(gè)固定的增益，如果反饋電阻Rf偏大那會怎樣呢？反饋電阻Rf偏大，會帶來了個(gè)好處，增加帶寬，但也帶來一個(gè)壞處，高頻響應(yīng)不平坦（peak）。反饋電阻Rf偏小，會降低或消除高頻增益不平坦，但也會降低電路的帶寬。這些文字說的太抽象了，還是看看測試結(jié)果。下圖是LMH6702在增益為2時(shí)，不同反饋電阻對應(yīng)的頻譜響應(yīng)曲線。這一測試結(jié)果很好的說明了上面的一段話。 （注：在Rf=270ohm時(shí)，頻響曲線應(yīng)該在高頻時(shí)衰減并平滑的衰減下去，后面的尖峰是由于電路板分布電容的影響。后面小節(jié)會詳細(xì)聊分布電容） 我們同時(shí)測量了PCB layout做的很好的OPA653的頻響，在合適的Rf下，帶內(nèi)非常平坦。 電流反饋型CFB運(yùn)放之【7】這一小節(jié)開始，將介紹電流反饋型運(yùn)放在實(shí)際應(yīng)用中的一個(gè)大問題：帶內(nèi)頻率響應(yīng)平坦。電流反饋型運(yùn)放一般都是用在高速放大電路中。在寬帶寬電路中的頻響平坦度成為主要考量的問題。影響帶內(nèi)平坦的主要原因，除上一小節(jié)講到的環(huán)路增益，反饋電阻外。分布電容也是非常重要的影響因素。主要有負(fù)向輸入端的分布電容，反饋分布電容，負(fù)載分布電容等。 對！“分布電容” 這一小節(jié)先介紹負(fù)向輸入分布電容的影響。這個(gè)分布電容，主要是由于走線及引腳與地平面或電源平面而形成的電容。初接觸高速放大電路的工程師，可能會想，這么小的分布電容不會引起什么問題吧。但事實(shí)上，它確實(shí)能引起問題。下面先看一下運(yùn)放負(fù)相輸入端的分布電容在電路中的模型。 Cpi可以等效成負(fù)相輸入端的雜散電容。先從理論上分析，它將帶來兩個(gè)影響。 - 它與Rg并聯(lián)形成新的阻抗Zg=Cpi//Rg。這個(gè)Zg可就不再是一個(gè)恒定值了。它將隨頻率的增加而減小。這將使這個(gè)放大電路的增益隨頻率而增加。因?yàn)檫@個(gè)放大電咱的增益為G=1+Rf/Zg，而Zg隨頻率增加而降低。
- 我們再回頭來看CFB運(yùn)放的放大電路環(huán)路增益，如下式中的Rg都要換成Zg。這將使得環(huán)路增益成為二階系統(tǒng)。二階系統(tǒng)哦，放大電路中多可怕的字眼啊。為什么呢？因?yàn)�，它少則降低放大電路的相位裕度。多則嘛，就是把相位裕度給降低沒了。這樣放大電路就震蕩起來了�？偠灾�，它將影響放大電路的穩(wěn)定性。
to 電流反饋型CFB運(yùn)放之【8】上一小節(jié)從理論上分析了CFB運(yùn)放負(fù)向輸入端的分布電容的影響。大家可能覺得還是很空洞。下面將從實(shí)驗(yàn)結(jié)果來驗(yàn)證上面的理論。（我總是喜歡先從理論的角度分析一個(gè)問題，然后再用實(shí)驗(yàn)來驗(yàn)證。有了實(shí)驗(yàn)結(jié)果，會讓理論更形象，也更讓人記憶深刻）。 下面是工程師Michael Steffes用老的CFB運(yùn)放做的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。它在上一小節(jié)的輸入電容的位置，分別用0.5pF和5pF的電容做的實(shí)驗(yàn)。當(dāng)負(fù)相輸入電容為5pF時(shí)。帶內(nèi)就非常不平坦了。這個(gè)實(shí)驗(yàn)被發(fā)表在上世紀(jì)90年代初的論文上。 同大家一樣，我也覺得論文中的曲線很空洞。對分布電容到底有沒有這么大的影響，還是持懷疑態(tài)度。我自己用運(yùn)放的通用評估板DEM-OPA-SO-1A做了測試。如下圖 https://estore.ti.com/DEM-OPA-SO-1A-DEM-OPA-SO-1A-P833.aspx 這塊評估板的輸入走線下面的地，沒有開窗挖掉，因此它與地層形成分布電容。 我先測試LMH6702在這塊評估板上的頻響曲線。然后再把負(fù)向輸入引腳走線的地層銅皮挖掉。再次測試頻響。結(jié)果不出所料，高頻過沖得到了很大的減弱。如下圖�？吹搅税�，僅僅是負(fù)向輸入引腳及走線與地平面形成的毛毛雨量級的電容，就成帶來這樣的影響。因此得出第一個(gè)得重要結(jié)論，在CFB放大電路PCB layout時(shí)，為了降低輸入分布電容的影響。要把負(fù)向輸入引腳及走線下方的地層開窗挖掉。 最后再聊一點(diǎn)，如果CFB運(yùn)放負(fù)向輸入引腳的分布電容非常非常小，它一般只會使得高頻增益變大。如果這個(gè)分布電容變大了這么一點(diǎn)點(diǎn)，它可能會引起相位裕度明顯降低，甚至震蕩。怎么評估呢，看放大電路對階越信號的響應(yīng)，如下圖。不多說，一目了然。
電流反饋型CFB運(yùn)放之【9】 這一小節(jié)要說一說反饋電路的分布電容對電流反饋型運(yùn)放電路的影響。在電壓反饋型運(yùn)放中，常有工程師在反饋電阻的位置再并聯(lián)一個(gè)小電容從而構(gòu)成一階濾波器來降低放大電路的噪聲。那位看官會問了，能不能給電流反饋型運(yùn)放也在反饋電阻上并聯(lián)一個(gè)電容來降低噪聲呢？答案是讓人失望的，也就是常說的否定的。我們還是先從原理上說明原因。再給出一個(gè)測試結(jié)果。 從理論上說明這個(gè)問題，還得再看看環(huán)路增益。我們再哆嗦一遍：電流反饋型運(yùn)放的環(huán)路增益為恒定值，恒定值啊。這被稱作鎖定環(huán)路增益。 那么Rf并聯(lián)電容后的阻抗將變成Zf=Rf//Cf。眾所周知，一個(gè)電阻與電容并聯(lián)后將會產(chǎn)生這樣的后果。隨著頻率的升高，Zf會隨之下降。這將造成環(huán)路增益的變化。再深想一步，它會引起兩個(gè)問題： - 首先，Rf//Cf會引起反饋?zhàn)杩沟淖兓瘡亩绊懺鲆妗?/font>
- 再者，Rf//Cf隨頻率增加而減小，由第6節(jié)可以知道，如果反饋?zhàn)杩箿p小，會引起高頻過沖。這好像與上一點(diǎn)作用相反。
那么反饋電路中很小分布電容到底有什么影響呢，大家可能會覺得這個(gè)分布電容太小了甚至不足1pF。不會有什么影響吧。但別忘了，電流反饋型運(yùn)放的放大電路的帶寬都是上百M(fèi)Hz,甚至幾百M(fèi)Hz。一個(gè)1pF電容與一個(gè)1Komh電阻的并聯(lián)電路的特征頻率，在家可以計(jì)算看看，也只有160MHz哦。
電流反饋型CFB運(yùn)放之【10】我在以前博文中提到用LMH6702做了一些實(shí)驗(yàn)。下面的實(shí)驗(yàn)，還是基于LMH6702評估板測的。我在反饋電阻Rf上并聯(lián)一個(gè)電容，這個(gè)電容不大，只有幾個(gè)pF。然后用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測量頻響。大家猜一猜這幾個(gè)pF的影響，只有2pF和5pF哦。 還是看看測試結(jié)果吧，下圖是Rf并聯(lián)了一個(gè)2pF的電容。 下面的是Rf并聯(lián)5pF電容的頻響曲線： 看上去有些亂，這是上面分析的兩個(gè)原因綜合作用的結(jié)果。 從上面的分析和測試，可以得到一條重要的結(jié)果：不要給電流反饋型運(yùn)放的反饋電阻并聯(lián)電容。哪怕小的電容都會引起嚴(yán)重的問題。再進(jìn)一步，還是要把反饋?zhàn)呔�及電阻下的地層挖掉，而減小分布電容，這個(gè)技巧不只是挖掉電阻下面，還要包括走線及反饋線上連接的運(yùn)放引腳。否則它將引起頻響的高頻增益減小，再過沖。這是從頻域上說的，時(shí)域上的現(xiàn)象就是對階越響應(yīng)產(chǎn)生過沖或振鈴。甚至振蕩。這也說明了另一個(gè)重要問題，電流反饋型運(yùn)放不能使用電容作為反饋器件構(gòu)成積分器。 說到這里，再說一點(diǎn)關(guān)于反饋電阻的。電流反饋型運(yùn)放，一定不能選擇繞線電阻。如果發(fā)現(xiàn)相位裕度降低，可以適當(dāng)增大反饋電阻的值，來保證穩(wěn)定性。
電流反饋型CFB運(yùn)放之【11】 這一小節(jié)介紹一下輸出分布電容對電流反饋型運(yùn)放的影響，理論相對要簡單一些。因此主要是給出一些測試結(jié)果和PCB布線時(shí)的建議。 下圖是一個(gè)典型的電流反饋型運(yùn)入在輸出端加入了電容Cpo的電路。Cpo可能來源于輸出布線引起的分布電容，或者容性負(fù)載。它的引入，直接使放大電路環(huán)路增益引入一個(gè)極點(diǎn)。輕則，引起相位裕度下降，階躍響應(yīng)產(chǎn)生振鈴。重則電路不穩(wěn)定，產(chǎn)生振蕩。 通過以前的經(jīng)驗(yàn)，可以猜出來。即使這個(gè)電容很小也可能產(chǎn)生極嚴(yán)重的后果。多小呢。pF極的分布電容就足以引起很嚴(yán)重的問題了。空口無憑。還是看一下測試結(jié)果。 測試電路還是用以前提到的LMH6702的評估板。設(shè)置放大倍數(shù)為1。在輸入引腳上直接接一個(gè)負(fù)載電容。然后用經(jīng)過校準(zhǔn)過的矢量分析儀E5071測頻響曲線。 下圖是我在輸出端加了一個(gè)2pF的電容時(shí)的，放大電路的頻譜響應(yīng)曲線，用E5071矢量分析儀測得。可以看出在579MHz處出現(xiàn)了5dB的過沖。 再進(jìn)一步實(shí)驗(yàn)，把輸出端的電容換成10pF.測得的結(jié)果如下圖： 這個(gè)測試結(jié)果顯示在401MHz 處有11dB的過沖。這些頻域的不平坦會引起時(shí)域的問題。對方波信號放大時(shí)，會產(chǎn)生振鈴等。 電流反饋型CFB運(yùn)放之【12】 前面幾個(gè)小節(jié)介紹了分布電容對電容反饋型放大電路的影響。這一小節(jié)，主要介紹一下減小分布電容對電流反饋型運(yùn)放的影響的對策。 首先，把關(guān)鍵線路，如運(yùn)放輸出走線，反饋信號線，負(fù)向輸入端電阻及相關(guān)運(yùn)放引腳下在的地層和電源層都清掉。這一細(xì)節(jié)常在TI公司的CPB運(yùn)放的EVM板上看到。這好像與覆整個(gè)平面的地層相悖，但對減小分布電容的效果來說確實(shí)更好。 突然想起了一點(diǎn)，有工程師常用示波器的探筆直接觸碰到CFB運(yùn)入的輸出引腳上進(jìn)行測量。也常得到不盡人意的結(jié)果。這是為什么呢？因?yàn)槭静ㄆ鞯臒o源探頭分布電容就有10pF左右。它直接接到輸出端測量信號時(shí)，就會給電路中引入一個(gè)分布電容。因此不能用示波器的探頭直接去測量CFB運(yùn)放的輸出引腳的。那么非要用示波器探頭測試CFB運(yùn)放的輸出信號怎么辦呢？串聯(lián)一個(gè)不小于100歐的電阻再測量。 如果CFB運(yùn)放不得不驅(qū)動(dòng)一個(gè)容性負(fù)載時(shí)，如輸出負(fù)載是一個(gè)很長的布線，或者要驅(qū)動(dòng)同軸電纜等。該怎樣減小這個(gè)容性負(fù)載的影響呢。這需要在緊挨著輸出引腳的位置上加一個(gè)電阻來隔離負(fù)載電容的影響。加入負(fù)載電容后，使得原來引入的極點(diǎn)變?yōu)榱銟O點(diǎn)。 電流反饋型CFB運(yùn)放之【13】最近看到有的朋友很關(guān)心電流反饋型運(yùn)放的穩(wěn)定性問題。尤其反饋電容及負(fù)向輸入端的分布電容引起的穩(wěn)定性問題。這一小節(jié)我們進(jìn)一步分析電流反饋型運(yùn)放的穩(wěn)定性問題。討論閉環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)定性問題，不得不再次提起系統(tǒng)的環(huán)路增益如下。（老生常談了，也沒辦法） 則系統(tǒng)的出現(xiàn)振蕩的條件還是同樣的如下。即環(huán)路增益中存在兩個(gè)極點(diǎn)，相移達(dá)到180度時(shí)。即產(chǎn)生振蕩。同樣不幸的是CFB運(yùn)放的前向增益Z(s)已經(jīng)有一個(gè)極點(diǎn)了。（可能不只一個(gè)哦） 那我們繼續(xù)分析分布電容對環(huán)路增益的影響就可以說明這一問題。先看看負(fù)向輸入端的電容的影響。當(dāng)考慮到輸入電容的影響時(shí)。負(fù)向輸入端的阻抗即變?yōu)椋?/font> 此時(shí)，環(huán)路增益的方程就會成為下面的形式，注意分母上出現(xiàn)了一個(gè)極點(diǎn)。 此時(shí)環(huán)路增益中出現(xiàn)了兩個(gè)極點(diǎn)。這就有可能引起CFB放大電路的不穩(wěn)定，可能但不一定。還是要看相位裕度的。 我再進(jìn)一步看公式中的分母上新極點(diǎn)的表達(dá)式。發(fā)現(xiàn)是Rb, Rf，RgCg相并聯(lián)。三個(gè)阻抗相并聯(lián)，起決定作用的肯定是最小的那個(gè)。很明顯對于電流反饋型運(yùn)放中Rb是最小的，一般幾歐到幾十歐吧。 前面已經(jīng)給大家實(shí)驗(yàn)過了，一個(gè)很小的Cg，都會引起頻響曲線上的過沖。這就是引起相位裕度下降的表現(xiàn)。 電流反饋型CFB運(yùn)放之【14】我們進(jìn)一步分析反饋分布電容引起的CFB運(yùn)放穩(wěn)定性問題�？赡苓�是會寫很多公式。讓人看了很枯燥，但一旦拿起筆來簡單推算一下。明白其中的本質(zhì)原理。又會馬上讓人有茅塞頓開的感覺。 當(dāng)有反饋電路的分布電容Cf與反饋電阻Rf相并聯(lián)時(shí)，形成的阻抗表達(dá)式如下： 此時(shí)的環(huán)路增益的表達(dá)式為，不幸的事情又發(fā)生了。不同的是，由于Cf的引入，給環(huán)路增益增加了一個(gè)極點(diǎn)，同時(shí)還增加了一個(gè)零點(diǎn)。問題似乎變復(fù)雜了。 是否會引起問題呢。這要看零極點(diǎn)的位置。我們將環(huán)路增益在波特圖上表示即得到如下的曲線。根據(jù)上面的公式，可以計(jì)算出，零點(diǎn)的頻率要明顯低于極點(diǎn)的頻率。 可以看出由于環(huán)路增益引入了新的零極點(diǎn)。使得帶零極點(diǎn)的復(fù)合曲線的過0dB時(shí)的頻率比原曲線頻率更高。這就使得電路的相位裕度更低，也更加不穩(wěn)定。在實(shí)際應(yīng)用中，幾乎反饋電容，必引起振鈴甚至振蕩。這已經(jīng)在前面的測試中得到了證實(shí)。 下面的頻響曲線，顯示了僅僅2pF輸入電容和反饋電容對CFB放大電路的影響。這個(gè)2pF的電容引起的過沖均超過了3dB。如前面的測試結(jié)果，這將大大影響帶內(nèi)的平坦。 前面分別推導(dǎo)了Ci和Cf的對CFB運(yùn)放的放大電路穩(wěn)定性的影響。下面我們來看一下，他對穩(wěn)定性的共同作用。當(dāng)然還是要看它對環(huán)路增益的影響，下式是引入了Ci和Cf后的環(huán)路增益曲線： 如果上式中的零極點(diǎn)，互相抵消了，那就不會對放大電路產(chǎn)生影響。則些時(shí)的要求如下： 但這很難控制。因此，不得不再次羅嗦注意事項(xiàng)。盡量大可能減小分布電容的影響。 電流反饋型CFB運(yùn)放之【15】這一小節(jié)再把CFB運(yùn)放的反向輸入端阻抗這一參數(shù)翻出來看看。前面有個(gè)小節(jié)里提到設(shè)定CFB運(yùn)放的反饋電阻時(shí)，要保持環(huán)路增益固定。也就是保持環(huán)路增益的分母式固定。（這里已假定分子Z(s)是常數(shù)了）即。 像前面提到的在不同增益下，需要設(shè)置不同的Rf值，并且增益越高，反饋電阻Rf值選取的越低。THS3001的數(shù)據(jù)手冊中給出了不同增益下的推薦電阻值： 有木有好奇的童鞋把上一組的數(shù)據(jù)代入Zt表達(dá)式驗(yàn)證一下？有木有��？我想總會有人去驗(yàn)證一下，但不是很多。當(dāng)初，我就是驗(yàn)證計(jì)算了的工程師之一。下面再驗(yàn)證一下，我們還是驗(yàn)證在+/-5V供電下的放大1倍和2倍的參數(shù)列成方案，并解出Ri(有的資料上也叫Zb)的值 這樣算出來，好像Ri=250 ohm。不小的值。那我們再用放大1倍和5倍兩組數(shù)值，來解出Ri。 這樣解出來的Ri=95。這是怎么回事呢？好像在說固定環(huán)路增益這個(gè)理論不大靠譜。其實(shí)，這個(gè)理論是對的，但是直具有指導(dǎo)意義。應(yīng)用中不能完全套用這個(gè)公式。因?yàn)檫@里面忽略了一點(diǎn)，Ri本身不是常數(shù)。有資深工程師給出了Ri(Zb)的公式： 在低頻時(shí)公式括號里的那一大堆，是可以忽略的。但高頻時(shí)，就不能忽略了。因此，這個(gè)阻抗是隨頻率變化的。并且它給環(huán)路增益中引入了新的零點(diǎn)。至于它的確定計(jì)算，那是非常困難的。那怎么辦呢？做實(shí)驗(yàn)。要想確定CFB運(yùn)放的最佳反饋電阻（即要兼顧帶寬，又經(jīng)兼顧穩(wěn)定性）。需要在Loop gain control理論的指導(dǎo)下，再進(jìn)行實(shí)驗(yàn)優(yōu)化。因此，CFB運(yùn)放中給出的推薦Rf值，一般是通過實(shí)驗(yàn)確定出來的 。 電流反饋型CFB運(yùn)放之【16】之前的文章里從電流反饋型運(yùn)放的原理框圖的水平上理解了CFB運(yùn)放的基本原理。又說了很多關(guān)于CFB運(yùn)放應(yīng)用的注意事項(xiàng)，還聊了點(diǎn)CFB運(yùn)入穩(wěn)定性問題。我想看完這些，開始使用CFB運(yùn)放應(yīng)該沒什么問題了。但前些天，看到網(wǎng)友回復(fù)，想從CFB運(yùn)放的內(nèi)部結(jié)構(gòu)來了解CFB運(yùn)放，像模電課本上講解電壓反饋型運(yùn)放那樣。 我找到了一些關(guān)于電流反饋型運(yùn)放內(nèi)部原理的資料并整理了一下。接下來試著把CFB運(yùn)放的內(nèi)部結(jié)構(gòu)說明白。但由于本人水平有限，有不詳盡，不全面之處，還得請網(wǎng)友們諒解。 Long long ago.故事都是這樣開始的。先看下面的電路圖，仔細(xì)端詳一下。 那先總體介紹一下，這是一個(gè)帶負(fù)反饋的三級放大電路。第一級Q1為共射極放大電路，第二級Q2也是共射級放大電路。第三級是射隨功放電路。反饋網(wǎng)絡(luò)由Rf和Rg構(gòu)成。它將輸出信號的Rg/(Rf+Rg)部分反饋給了第一級放大電路。這個(gè)電路看上去還是有些眼花。再把它重畫一下，就成為下面的電路了。 把反饋網(wǎng)絡(luò)折算到第一級放大電路反饋電阻，以及輸出級放大電路的負(fù)載。仔細(xì)看一下，如果Rf和Rg是整個(gè)電路的反饋網(wǎng)絡(luò)的話。則這個(gè)電路的第一級放大倍數(shù)R1/Re是由反饋網(wǎng)絡(luò)有關(guān)的。再進(jìn)一步，如果把這個(gè)由三個(gè)三極管組成的電路集成到同一個(gè)硅片上。就成了一個(gè)集成放大器。這個(gè)集成放大器的開環(huán)增益將受到反饋網(wǎng)絡(luò)的影響。其實(shí)，這個(gè)電路就是電流反饋型運(yùn)放的始祖了。不管你信不信，反正我是信了。下回詳解。
電流反饋型CFB運(yùn)放之【17】上一小節(jié)提到的電路（如下）是電流反饋型運(yùn)放的鼻祖。可能有些工程師會不大相信。 那咱們做個(gè)變換將這個(gè)電路橫向增加一個(gè)鏡向電路,并增加一些輔助電路，如下圖。這個(gè)圖看著眼熟了，這個(gè)就是電流反饋型運(yùn)放的基本架構(gòu)了。從左起，最前面的兩個(gè)三級管Q1，Q2構(gòu)成了相應(yīng)的偏置電路。接下來的兩個(gè)并排的三極管Q3,Q4構(gòu)成了射極跟隨電路。這也是運(yùn)放的第一級。再往右邊兩個(gè)三級管Q5和Q6構(gòu)成了電流反饋型運(yùn)放的第二級。第二級放大電路上的C1與C2為米勒電容，它們與第二級的互阻抗決定了放大電路的主極點(diǎn)。關(guān)于第二級還會進(jìn)一步分析。Q7與Q8構(gòu)成功放輸出級。這個(gè)跟電壓反饋型運(yùn)放一樣。 大家看了可能還不大確認(rèn)，這到底是不是一個(gè)電流反饋型運(yùn)放的結(jié)構(gòu)呢。那我們找一個(gè)實(shí)際的電流反饋型運(yùn)放OPA603。它的結(jié)構(gòu)如下圖，來源于OPA603數(shù)據(jù)手冊。結(jié)構(gòu)極為相似，只是省略了一些輔助電路和米勒電容。 大家可以看一下這個(gè)電路與VFB運(yùn)放的區(qū)別。下圖是典型的VFB運(yùn)放的結(jié)構(gòu)簡圖，其輸入級是對稱的差分輸入結(jié)構(gòu)。這是與CFB運(yùn)放在結(jié)構(gòu)上最大的不同點(diǎn)。 本小節(jié)第二個(gè)電路可以認(rèn)為電流反饋型運(yùn)放的基本架構(gòu)了。但分析這個(gè)電路還是有些復(fù)雜。我們還是用一半的電路進(jìn)行分析比較簡單。
電流反饋型CFB運(yùn)放之【18】我們分析電流反饋型運(yùn)放還是從它的1/2電路開始，如前面提到的原理圖，（見下圖） 從電路上可以看出這個(gè)電路的Q1構(gòu)成的第一級放大電路的增益為R1/Re。而由Q2組成的第二級電路的直流增益（注意是直流信號）為R2/R3。由Q組成的最后一級放大電路也即為輸入級電路是一個(gè)射極跟隨器。其直流電壓放大倍數(shù)為1。這樣就可以得到整個(gè)電路的真流增益為 上面的公式可以視為直流開環(huán)增益。以前的博文中，一再提到運(yùn)放都會有一個(gè)主極點(diǎn)，CFB運(yùn)放也不例外。這個(gè)主極是由Ct和R1共同設(shè)定的。如下式： 注意，這個(gè)公式忽略一了些三極管的參數(shù)如Q1的射極動(dòng)態(tài)電阻Re1。另外Ct是通過米勒效應(yīng)乘上R3/R2。并成為Q1共射極電路的負(fù)載的。由于RE是由反饋網(wǎng)絡(luò)決定的。我們定義互阻抗的為： 則此時(shí)放大電路的直流增益和主極點(diǎn)頻率如下所示： 那這個(gè)互阻抗和電容是多少呢？在有些數(shù)據(jù)手冊中會給出來。如下便是電流反饋型運(yùn)放OPA603的datasheet中給出的RT和CT的值: 一般CT比較小。 此時(shí)CFB運(yùn)放的開環(huán)增益就可以寫成如下的公式了 仔細(xì)端詳這個(gè)公式就會發(fā)現(xiàn)，CFB運(yùn)放的開環(huán)增益不僅由內(nèi)部的RT和CT決定。而且由反饋網(wǎng)絡(luò)所決定。這是從原理上，與電壓反饋型運(yùn)放的不同點(diǎn)。 電流反饋型CFB運(yùn)放之【19】上一小節(jié)推導(dǎo)了電流反饋型運(yùn)放的開環(huán)增益公式。我們進(jìn)一步分CFB運(yùn)放的互阻抗，，我們把跨阻和電容寫到一個(gè)公式里，就成為了電流反饋型運(yùn)放的互阻抗。 到這，也就說了為什么這種類型的運(yùn)入被稱之為“電流反饋”。這種運(yùn)放的輸出電壓是由負(fù)向輸入端的電流與開環(huán)互阻抗所決定的。 再仔細(xì)看看上面的公式，有一個(gè)極點(diǎn)。它的波特圖如下，直流增益為RT。主極點(diǎn)頻率為 。這個(gè)曲線的重要性，相當(dāng)于電壓反饋運(yùn)放的開環(huán)增益曲線Aol. 如下是CFB運(yùn)放OPA603的開環(huán)互阻抗與頻率的波特圖。經(jīng)計(jì)算這個(gè)曲線的主極點(diǎn)大約在221KHz處。（由數(shù)據(jù)手冊中給出的互阻電阻值和電容值計(jì)算出來的） 到這里，我們似乎可以將電流反饋型運(yùn)放進(jìn)一步簡化為下面的原理圖。這個(gè)電路保留用于分析電流反饋型運(yùn)放所需的基本元素。夠簡化吧。 其實(shí)這個(gè)電路還是忽略了一點(diǎn)，不知有朋友注意到了沒有。這個(gè)電路把負(fù)向輸入端-IN的電阻給忽略了，默認(rèn)為零了。但從第一小節(jié)就提到這個(gè)電阻不為零，一般為數(shù)歐或數(shù)十歐。如果考慮了Rin時(shí)，電路應(yīng)為如下的原理圖： 此時(shí)運(yùn)放的開環(huán)增益變?yōu)椋?/font> 由于Rin的引入，使得開環(huán)增益有所降低。并對閉環(huán)增益有所影響。下一小節(jié)再分析。 電流反饋型CFB運(yùn)放之【20】接上一小節(jié)，我們再應(yīng)閉環(huán)增益公式如下： 便可得到上面電路的閉環(huán)增益：（推導(dǎo)過程省略了，有求知欲望的朋友可以仔細(xì)推導(dǎo)一下，理解更深刻） 到這里可以看出，Rin的引入不會影響到直流閉增益。但是會影響主極點(diǎn)頻率，也就是影響帶寬�？梢栽僮屑�(xì)看看這個(gè)公式，發(fā)現(xiàn)閉環(huán)增益的帶寬有下式?jīng)Q定。（當(dāng)時(shí)這里假設(shè)對選定的CFB運(yùn)放CT已經(jīng)確定了） 再把上式中的反饋系數(shù)部分重寫一下， 那我們就可以得到如下的公式。似曾相識，在前面第四小節(jié)見到過。再次論證了,只要將下面的公式固定為常數(shù),CFB運(yùn)放的帶寬由反饋系數(shù)（設(shè)定增益）無關(guān)。 到這里，我們可以將上面小節(jié)提到的CFB運(yùn)放的原理圖進(jìn)一步簡化如下：這里忽略了后面的buffer。夠簡單了吧。 這個(gè)模型雖然簡單的說明了CFB運(yùn)放的內(nèi)部結(jié)構(gòu)，但還是不夠準(zhǔn)確。到這，我們該引入一個(gè)比較精確的CFB運(yùn)放的模型了，如下圖：從上面原理圖到下面原理圖的變換不用解釋了吧。 上圖便是在第一小節(jié)里就提到的CFB運(yùn)放的理論模型。里面的受控電流源Iin就是把負(fù)向輸入端的電流鏡像過來流過互阻抗。最后一級的跟隨是提供一個(gè)低輸出阻抗給負(fù)載。到這里，我想應(yīng)該把CFB內(nèi)部結(jié)構(gòu)簡單的介紹明白了。也許更暈了，由于本人的水平有限,就講到這水平吧。 電流反饋型CFB運(yùn)放之【21】最后一小節(jié)再把電流反饋型運(yùn)放的內(nèi)部結(jié)構(gòu)及反饋原理說一下。還是看下面原理簡圖，實(shí)現(xiàn)電流反饋的奧妙就在其中。 由兩個(gè)二極管（當(dāng)然這可能是簡化模型）與兩個(gè)三極管Q1，Q2組成的輸入級。當(dāng)有誤差電流流過負(fù)向輸入端這個(gè)節(jié)點(diǎn)時(shí)。反饋網(wǎng)絡(luò)就會調(diào)節(jié)使得負(fù)向輸入端的誤差電流為零。整個(gè)過程是這樣的,如上圖，當(dāng)有一個(gè)階躍信號輸入到CFB運(yùn)放的正輸入引腳時(shí)。Q1馬上輸出一個(gè)誤差電流注入到反饋網(wǎng)絡(luò)中。同是這個(gè)通過電流鏡被鏡像到互阻抗結(jié)節(jié)。這個(gè)誤差電流乘上互阻抗就得到了誤差電壓。這個(gè)電壓經(jīng)過輸出級的buffer后成為輸出電壓。再經(jīng)過反饋網(wǎng)絡(luò)來保證負(fù)輸入端的電流為零。 剛看到上面的這個(gè)圖型時(shí)，我也沒看明白，Q1集電極上的二極管怎么和Q3組成的鏡像電流源。仔細(xì)想想發(fā)現(xiàn)，這是一種簡化畫法�？聪旅娴碾娐否R上就會明白了。Q5和Q6組成鏡向電流源，Q5的基極與集電極短接起來，Q5就相當(dāng)于只有由發(fā)射極與基極之間的PN結(jié)了，所以有的原理圖中這里會畫成二極管。 值得注意的一點(diǎn)，第一級的誤差電流不會受到偏置電流的影響。也就是說對于理想的CFB運(yùn)放，是沒有壓擺率限制的。因此電流反饋型運(yùn)放的壓摔率普便都高。甚至到達(dá)KV/us的水平。 斷斷續(xù)續(xù)寫了很多關(guān)于電流反饋型運(yùn)放的博文。從原理框圖寫起，推導(dǎo)了CFB運(yùn)放的基本公式，中間寫了一些關(guān)于應(yīng)用的注意事項(xiàng)，最后從CFB的內(nèi)部電路分析了基本原理。相信這些文字有助于完整清淅的理解電流反饋型運(yùn)放。 關(guān)于電流反饋型運(yùn)放的應(yīng)用，不再贅述了，我想基本原來都明白了，應(yīng)用就不是問題了。給大家推薦幾篇應(yīng)用手冊。 原創(chuàng)-電流反饋型CFB運(yùn)放之【22】最近又看到一遍很不錯(cuò)的應(yīng)用手冊,把它翻譯整理出來分享給大家。在接下來的幾個(gè)小節(jié)里來給一顆電流反饋型運(yùn)放THS3001建立一個(gè)pspice模型。通過建立模型的過程來深入理解電流反饋型運(yùn)放的內(nèi)部結(jié)構(gòu)。 如下圖所示，是典型的電流反饋型運(yùn)放的原理框圖。對電流反饋型運(yùn)放熟悉的工程師，對這個(gè)圖型很了解了。圖中輸入級是一個(gè)放大倍數(shù)為1倍的跟限器，但這個(gè)跟限器的輸出阻抗Re不為零，需要測試確定。流過負(fù)輸入端Re的電流Ie被鏡向到第二級，這個(gè)誤差電流Ie流入第二級的互阻抗Zt形成電壓值，經(jīng)輸出級輸出，因此在第二級和輸出級的關(guān)鍵參數(shù)即是Zt和輸出阻抗Zo. 下面，一個(gè)一個(gè)的確定這幾個(gè)關(guān)鍵參數(shù)，先從Re開始。下面介紹一個(gè)測試Re的方法，如下圖，并參數(shù)輸入級的內(nèi)部簡圖。 如下圖，輸出級的正負(fù)輸入端可以看作，一個(gè)跟隨器帶輸出電阻Re。再看上圖的測試電路，選用精密的10歐電阻。然后測試正輸入端的電壓V1和負(fù)輸入端的電壓V2.即可由上式計(jì)算出Re的值。在高頻時(shí)，這個(gè)值會受到分布參數(shù)的影響而產(chǎn)生變化。在以前的文檔中提到過。這里為了簡化，忽略了這些分布參數(shù)的影響。而取固定值。這對建立相對簡化的spice模型有很好的意義。 原創(chuàng)-電流反饋型CFB運(yùn)放之【23】 上一小節(jié)分析了Re的測量確定方法 。這一小節(jié)來測試確定第二極的互阻抗Zt。測試所需的儀器為矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀。 輸出的信號V1經(jīng)10歐和10K相串聯(lián)的電阻分壓為原來的千分之一，50歐是為了阻抗匹配而選擇的值。我們只要測得V2的輸出電壓，和流過負(fù)向輸入端的電流Ie即可得到Zt的值如下： 這個(gè)兩個(gè)值不能直接測量出來。但可以用矢網(wǎng)測量出V2/V1和V3/V1，然后用V2/V1除以V3/V1可得V2/V3，最后再乘以負(fù)向輸入端的10歐，就可以得到THS3001的互阻抗。默認(rèn)情況下，矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀是以對數(shù)格式顯示縱軸的。因此Zt用對比數(shù)示為下式： 下圖是THS3001的互阻抗幅頻響應(yīng)曲線以及相頻響應(yīng)典線。 從互阻抗測試結(jié)果來看，它與Spice模型吻合度還是相當(dāng)高的。可以看出，它在低頻約10KHz處有一個(gè)主極點(diǎn)。在200MHz附近還有一個(gè)極點(diǎn)。使得它隨頻率下降的速度降為-40dB/dec。這兩個(gè)極點(diǎn)分析在相頻曲線上得到了確認(rèn)，如下圖： 上面的兩幅曲線中可以得出THS3001的直流增益為138.5dBΩ=8.5MΩ。根據(jù)主極點(diǎn)約為10KHz，可以求得互阻抗中的電容值約為1.25pF。這也說明了，互阻抗隨著頻率的提高而下降。也像VFB運(yùn)放的開環(huán)增益似得，有一個(gè)主極點(diǎn)。深入理解這一點(diǎn)對理解電流反饋型運(yùn)放有很重要的意義。 原創(chuàng)-電流反饋型CFB運(yùn)放之【24】上面兩個(gè)小結(jié)分析了電流反饋型運(yùn)放的負(fù)向輸入端電阻Re和關(guān)鍵的互阻抗Zt。接下來就要分析輸出級電阻值Ro。 測試方法如下圖，構(gòu)與正向放大2倍的電路后，在輸出端串聯(lián)一個(gè)100歐的電阻。同時(shí)測量V1的值和V2的值即可由右邊的式子求得團(tuán)環(huán)輸出阻抗Zcl。 這樣我們就可以求得閉環(huán)輸出阻抗Zcl，但請注意，這個(gè)閉環(huán)輸出阻抗并不等于開環(huán)輸出阻抗。Zcl≠Zo。他與Zo之間的關(guān)系如下式 根據(jù)Zt的特點(diǎn)，在低頻時(shí)，Zt遠(yuǎn)大于1K，因此閉環(huán)輸出阻抗Zcl約等于開環(huán)輸出阻抗Zo。由于Zt隨著頻率的增加而降低。如下圖所示，閉環(huán)輸出阻抗Zcl在100kHz到1GHz是隨頻率的增加而下降。根據(jù)下圖的實(shí)驗(yàn)室測試結(jié)果和pspice仿真結(jié)果來看，在100K到高于100MHz的頻段內(nèi)，Zocl以20dB/dec的速度下降。在600MHz時(shí)達(dá)到峰值。然后以20dB/dec速度下降至1GHz。由圖表上的信息，讀取，在100MHz時(shí)，互阻抗Zt=1000。 根據(jù)上面的測量所得的信息和進(jìn)一步的分析，我們就可以建立一個(gè)pspice模型。關(guān)于輸出阻抗部分，用下面的LCR電路來模擬輸出阻抗，來反應(yīng)復(fù)雜的輸出阻抗。雙極點(diǎn)的復(fù)雜電路與實(shí)際測試結(jié)果更相近。因此下圖的雙極點(diǎn)電路更準(zhǔn)確。 圖中的各電器的值由以下的方程來確定： 在一下小節(jié)中給出最后模型結(jié)果。在模型中，我們用E表示壓控電壓源，用F表示電流控制電流源，也可以認(rèn)為是電流鏡。 電流反饋型CFB運(yùn)放之【25】經(jīng)過上面三小節(jié)的分析，我們基本確定了電流反饋型運(yùn)放THS3001的輸入級，中間級，輸出級的關(guān)鍵參數(shù)。根據(jù)這幾個(gè)關(guān)鍵參數(shù)，可以建立如下所示的電流反饋型運(yùn)放THS3001的pspice模型： 模型把THS3001分成四級，1.輸入級，有Ein代表輸入的跟隨器，Re代表負(fù)相輸出端的阻抗。2.主極點(diǎn)電路，由8.5M歐的電阻和1.25pF的電容構(gòu)成單極點(diǎn)電路。3.復(fù)極點(diǎn)電路，來模擬在高頻部分的復(fù)雜極點(diǎn)。4.輸出極由上一極分析得結(jié)果來確定。 通過上面幾節(jié)的分析，我們建立了一個(gè)相對簡單pspice模型來分析THS3001。這一過程幫助我們進(jìn)一步了解電流反饋型運(yùn)放的內(nèi)部原理和關(guān)鍵參數(shù)，再復(fù)習(xí)一下這三個(gè)關(guān)鍵參數(shù)，Re,Zt,Zo。希望對大家理解電流反饋型運(yùn)放有一定的幫助。 關(guān)于TI官網(wǎng)給出來的THS3001的 pspice模型的仿真結(jié)果，請參考下面的文檔“THS3001 SPICE Model Performance”
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