2000W交錯(cuò)式PFC設(shè)計(jì)電路，現(xiàn)在分享給大家參考，交錯(cuò)設(shè)計(jì)大大縮小了變壓器尺寸，詳情請(qǐng)看附件
STEVAL-IPFC12V1 2 kW雙通道交錯(cuò)PFC，帶STNRGPF12數(shù)字控制器，具有浪涌電流控制功能
唐上景翻譯
STEVAL-IPFC12V1是用于STNRGPF12數(shù)字可配置IC的2千瓦交錯(cuò)PFC評(píng)估板，它能夠管理浪涌電流，并在工業(yè)應(yīng)用的交錯(cuò)PFC中驅(qū)動(dòng)最多兩個(gè)通道。評(píng)估板實(shí)現(xiàn)了高功率密度，這是由于緊湊的布局和小磁性元件，這是可能的，因?yàn)榻诲e(cuò)效應(yīng)。 此外，為了滿(mǎn)足IEC 61000-3標(biāo)準(zhǔn)的電氣設(shè)備。 STNRGPF12控制器嵌入在單獨(dú)的控制板上，實(shí)現(xiàn)混合信號(hào)（模擬/數(shù)字）平均CCM中固定頻率的電流模式控制。模擬部分確保循環(huán)電流調(diào)節(jié)，而數(shù)字部分控制管理非時(shí)間關(guān)鍵型操作，提供進(jìn)一步的靈活性。 通過(guò)使用專(zhuān)用的軟件工具，可以為不同的應(yīng)用定制設(shè)備。
危險(xiǎn)： 評(píng)估板使用的電壓水平可能導(dǎo)致嚴(yán)重傷害甚至死亡。 斷開(kāi)輸入電源后，不要立即觸摸任何電路板，因?yàn)橐殉潆姷碾娙萜餍枰獣r(shí)間放電。 由于高功率密度，電路板組件和散熱器在接觸時(shí)會(huì)變得非常熱并導(dǎo)致嚴(yán)重?zé)齻?/font>
此電路板供具備適當(dāng)資格并熟悉電路的熟練技術(shù)人員使用 電力電子系統(tǒng)的安裝、使用和維護(hù)。同樣的人員必須了解并應(yīng)用國(guó)家事故預(yù)防規(guī)則。 電氣安裝應(yīng)按照適當(dāng)?shù)囊笸瓿桑ɡ�，�?dǎo)線(xiàn)的橫截面積、熔斷和接地連接）。
二.功能概述 1.I/O測(cè)量信號(hào) 2.模擬電路 3.功率級(jí) 4.數(shù)字控制部分 當(dāng)提供適當(dāng)范圍內(nèi)的交流輸入電壓時(shí)，輔助電源開(kāi)始供電STNRGPF12和驅(qū)動(dòng)器的電壓。數(shù)字勵(lì)磁涌流控制啟動(dòng)，直流輸出電壓增加到線(xiàn)路輸入電壓的峰值。 I/O測(cè)量信號(hào)用于： ?驗(yàn)證啟動(dòng)和運(yùn)行條件（例如，50/60 Hz，負(fù)載/空載啟動(dòng)等） ?調(diào)節(jié)直流輸出電壓 ?產(chǎn)生前饋補(bǔ)償、斷相和電流平衡功能 ?觸發(fā)冷卻系統(tǒng)和安全關(guān)閉（例如，由于電壓過(guò)高或過(guò)低） STNRGPF12輸出正弦電流基準(zhǔn)（SIN_REF），用于執(zhí)行輸入電流調(diào)節(jié)模擬電路，為三角載波PWM調(diào)制提供信號(hào)（三角形參考、輸出π[2]、[3]）。 PWM信號(hào)（PWM0、PWM1）驅(qū)動(dòng)兩個(gè)交錯(cuò)通道，而使用SCR1和SCR2引腳打開(kāi)混合輸入橋的兩個(gè)SCR。 在許多應(yīng)用中，從電信到普通工業(yè)電源（SMPS），有源功率因數(shù)校正（PFC）變換器被用作AC/DC轉(zhuǎn)換的第一級(jí)，以獲得與電網(wǎng)電壓同步的正弦輸入電流。 PFCs允許任何下游電器出現(xiàn)一個(gè)純電阻負(fù)載，并提高整體電網(wǎng)效率。
三.功率因數(shù)（PF）-定義 連接到電網(wǎng)的負(fù)載所吸收的總功率稱(chēng)為視在功率，它包括兩個(gè)部分： 1實(shí)際功率：系統(tǒng)中實(shí)際產(chǎn)生功（如運(yùn)動(dòng)、加熱）的功率。 2無(wú)功功率：正常運(yùn)行所需的感性負(fù)載。實(shí)際功率與視在功率之比稱(chēng)為功率因數(shù)（PF）： 在實(shí)際系統(tǒng)中，PF可計(jì)算為：
?cos?=位移系數(shù)：輸入電流和線(xiàn)電壓之間的相移。  畸變因子：由于輸入電流的諧波分量而導(dǎo)致的功率因數(shù)下降。總諧波失真（THD）考慮了輸入電流諧波相對(duì)于基波分量的振幅：
?I1=基頻輸入電流 ?Ii=輸入電流的第i次諧波 理想的情況是使位移系數(shù)盡可能低，從而使視在功率最小，從而降低發(fā)電機(jī)和輸電線(xiàn)路的規(guī)模和成本。
四，Active PFC 由于boost電路的設(shè)計(jì)和驅(qū)動(dòng)相對(duì)簡(jiǎn)單，因此它們是實(shí)現(xiàn)PFC的首選拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。 boost PFC預(yù)調(diào)節(jié)器接收來(lái)自橋式整流器的輸入，并提供恒定的直流輸出電壓（高于峰值線(xiàn)電壓），同時(shí)以?xún)杀兜木�(xiàn)頻率形成輸入電流。 第二個(gè)轉(zhuǎn)換級(jí)為一般的直流或交流負(fù)載提供適當(dāng)?shù)碾妷骸?/font>
如上圖所示，切換周期（Tsw）可分為以下間隔： 1在這期間，電感器電流通過(guò)開(kāi)關(guān)線(xiàn)性增加（S=1）。 2在開(kāi)關(guān)閉合（S=0）后，電感器電流通過(guò)升壓二極管流向負(fù)載。 根據(jù)TOFF期間電感器電流下降的水平定義以下操作模式： 1連續(xù)_導(dǎo)_通_模式_ （ _CCM_ ）_ 2不連續(xù)傳導(dǎo)模式（DCM） 3.臨界傳導(dǎo)模式(CrM) CCM具有輸入峰值電流低（關(guān)斷損耗�。⑤斎腚娏鱐HD低、功率因數(shù)高等優(yōu)點(diǎn)，是大功率PFC變換器的首選模式。 然而，CCM產(chǎn)生高導(dǎo)通開(kāi)關(guān)損耗（硬開(kāi)關(guān)），這就是為什么并行解決方案通常更可取的原因。 五.交錯(cuò) 交織是指將兩個(gè)或多個(gè)小級(jí)（信道）而不是一個(gè)較大的信道并行。交織的優(yōu)點(diǎn)是以電路簡(jiǎn)單性為代價(jià)的，因此這種結(jié)構(gòu)通常用于600W以上的大功率應(yīng)用。 在正常運(yùn)行期間，PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)的異相量如下： 總功率在并聯(lián)電路之間共享。 與傳統(tǒng)的單級(jí)PFC相比，交錯(cuò)拓?fù)渚哂幸韵聝?yōu)點(diǎn)： ?降低輸入電流紋波 ?EMI濾波器體積減小 ?減少電感器體積、 ?輸出電容器RMS電流值降低 ?更好的交換機(jī)電源管理 ?由于通道電源管理，效率更高 通過(guò)交錯(cuò)，等效電感電流紋波降低，并完全消除某些占空比值（例如，對(duì)于雙通道升壓，D=0.5；對(duì)于三通道PFC，D=0.33和D=0.66）。 由于較高的等效開(kāi)關(guān)頻率，因此可以減小EMI濾波器的尺寸。 下圖顯示了單通道PFC相對(duì)于3通道交錯(cuò)解決方案在電感尺寸上的差異。三通道解決方案的體積減少了40%以上。 根據(jù)負(fù)載百分比（斷相），也可以通過(guò)啟用或禁用并聯(lián)通道來(lái)提高轉(zhuǎn)換器效率。 即使交錯(cuò)導(dǎo)致交換機(jī)數(shù)量的增加，它們?nèi)匀桓�，成本更低，因�(yàn)榻粨Q機(jī)只管理總功率的一部分。交織還允許在信道上更均勻地分配功耗。
六，混合信號(hào)法 可編程數(shù)字解決方案可以在電源的整個(gè)輸入和輸出范圍內(nèi)提供足夠的調(diào)節(jié)，而單靠模擬集成電路往往無(wú)法提供。然而，全數(shù)字化解決方案要求高性能微控制器能夠管理電流控制回路的高帶寬。 一個(gè)很好的折衷方案是混合信號(hào)控制，其中： ?電流回路由硬件模擬補(bǔ)償器管理，確保逐周期調(diào)節(jié)。 ?電壓回路由成本相對(duì)較低的數(shù)字控制器管理，該控制器提供輸出電壓調(diào)節(jié)和非時(shí)間關(guān)鍵功能，如倍增器、前饋補(bǔ)償以及輸入和輸出電壓的欠壓或過(guò)壓保護(hù)。 對(duì)于不包括DAC的低端控制器，可以通過(guò)PWM波形生成電流基準(zhǔn)，然后對(duì)其進(jìn)行濾波以成為電流回路的正弦基準(zhǔn)（Iref）。 STNRGPF12雙通道交錯(cuò)CCM PFC數(shù)字控制器提供了一個(gè)非常高端的數(shù)字解決方案的優(yōu)勢(shì)，沒(méi)有模擬控制器的典型限制。 STNRGPF12可使用混合信號(hào)（模擬/數(shù)字）平均值以固定頻率驅(qū)動(dòng)CCM中的PFC電流模式控制（ACM）提供較低的電感器紋波電流，較少的EMI濾波，降低有效值輸入電流和高功率水平運(yùn)行。 下圖顯示了電壓和電流回路的級(jí)聯(lián)控制，通過(guò)調(diào)節(jié)總平均電感器電流來(lái)確定輸出電壓 這種類(lèi)型的控制設(shè)計(jì)用于快速瞬態(tài)響應(yīng)，以避免在電源電壓突然變化或出現(xiàn)負(fù)載電流階躍時(shí)輸出電壓出現(xiàn)較大的過(guò)沖和欠沖。 系統(tǒng)的工作方式如下： 1輸出電壓反饋vout-fb和參考vout-ref之間的差被發(fā)送到數(shù)字PI，該P(yáng)I計(jì)算峰值總輸入平均電流ipk-ref。 2. PFC電流基準(zhǔn)在內(nèi)部生成，并作為PWM波形退出I/O FFD塊；濾波后，它成為內(nèi)部電流回路（模擬部分，紅色虛線(xiàn)）的總平均正弦輸入電流參考itot_ref。SCR驅(qū)動(dòng)信號(hào)也由I/O FF塊提供。 3. 電流基準(zhǔn)itot?ref和輸入電流反饋itot?fb之間的差值被發(fā)送到模擬PI；通過(guò)比較模擬PI輸出vctrl和在開(kāi)關(guān)頻率下觸發(fā)的三角波V來(lái)產(chǎn)生主PWM信號(hào)。 4最后，交錯(cuò)產(chǎn)生兩個(gè)180°相移PWM信號(hào)來(lái)驅(qū)動(dòng)兩個(gè)功率開(kāi)關(guān)。
七. 轉(zhuǎn)換器建模 交錯(cuò)boost變換器小信號(hào)傳遞函數(shù)通過(guò)以下操作獲得： 1狀態(tài)空間平均法（SSA），用于平均變換器在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的行為，因此得到的小信號(hào)模型只有在控制環(huán)路帶寬適當(dāng)?shù)陀陂_(kāi)關(guān)頻率時(shí)才有效。 2用Taylor級(jí)數(shù)對(duì)運(yùn)算進(jìn)行線(xiàn)性化重點(diǎn)。重點(diǎn)小信號(hào)傳遞函數(shù)有助于計(jì)算PI調(diào)節(jié)器參數(shù)，滿(mǎn)足控制回路的帶寬和相位裕度要求。 為了簡(jiǎn)單起見(jiàn)，我們假設(shè)： ?轉(zhuǎn)換器僅在CCM模式下工作。 ?理想的有源和無(wú)源元件。 ?并聯(lián)升壓電感器相同，總功率在通道間對(duì)稱(chēng)分配。 ?忽略對(duì)主電壓的擾動(dòng)，假設(shè)電壓在幾個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)保持恒定。 八.電流回路設(shè)計(jì) 注：在下列方程式中，字母上方的波浪號(hào)（~）表示小信號(hào)變量，大寫(xiě)字母表示穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)變量控制輸入電流傳遞函數(shù)為： 哪里： ?i?tot=小信號(hào)總輸入平均電感電流 ?i?tot?ref=小信號(hào)總輸入平均電流參考 ?i?tot_fb=小信號(hào)總輸入平均電感電流傳感 ?e?i=小信號(hào)電流誤差 ?v?ctrl=小信號(hào)控制電壓（模擬PI輸出） ??=小信號(hào)占空比 ?Vpk_trina=三角波的峰間電壓（開(kāi)關(guān)頻率下的載波） ?KPI_out=用于匹配PI最大輸出電壓和Vpk_三角形（電阻分壓器）的比例因子 ?VIN=rms輸入電壓 ?VOUT=rms輸出電壓 ?POUT=輸出功率 ?Nc?=通道數(shù)量 ?LPFC=單通道升壓電感 ?COUT=輸出電容器 ??=估計(jì)效率 ?Ai=輸入電流感應(yīng)增益 ?Ci s=輸入電流補(bǔ)償器傳遞函數(shù) 雖然該公式表明gis取決于信道數(shù)和工作輸入電壓，但下圖顯示它們不會(huì)影響高頻（電流環(huán)交叉頻率）下的Bode圖行為。 因此，GIS可以簡(jiǎn)化為： 典型的PI補(bǔ)償器傳遞函數(shù)為： 基于一般的Bode準(zhǔn)則，以下方程確保了系統(tǒng)在期望帶寬（交叉脈沖）和相位裕度PMi?de（交叉脈沖）下的穩(wěn)定性 電流環(huán)交叉頻率  必須在以下范圍內(nèi)選擇： 這里： ?fline=線(xiàn)路電壓頻率 ?fsw=開(kāi)關(guān)頻率 這種關(guān)系對(duì)于良好的輸入電流調(diào)節(jié)和開(kāi)關(guān)噪聲抗擾度是必要的。電流環(huán)的交叉頻率和相位裕度通常選擇為： 因此，補(bǔ)償器參數(shù)的計(jì)算公式如下 由于電流回路是在硬件中執(zhí)行的，因此使用了PI II型運(yùn)算放大器補(bǔ)償器： 傳遞函數(shù)為： 將式（7）與式（13）相比較，式（13）中出現(xiàn)了額外的高頻極。它由電容器Cfp決定，通常設(shè)置在開(kāi)關(guān)頻率的一半到一個(gè)之間，以在不干擾電流回路調(diào)節(jié)的情況下衰減開(kāi)關(guān)噪聲：
補(bǔ)償器的比例和積分增益決定了無(wú)源網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)： 因?yàn)槲覀冃枰獜娜齻�(gè)方程中計(jì)算出四個(gè)分量，所以必須設(shè)置電容器CfZ。由于高頻極，實(shí)際相位裕度降低了幾度（相對(duì)于簡(jiǎn)單的PI補(bǔ)償器），通過(guò)使用稍大的相位裕度進(jìn)行補(bǔ)償。 九.電壓回路設(shè)計(jì) 注： 在以下方程式中，字母上方的波浪號(hào)（~）表示小信號(hào)變量，大寫(xiě)字母表示穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)變量控制到輸出電壓的傳遞函數(shù)為： 但在這種情況下，利用輸入電流到輸出電壓的傳遞函數(shù)是有用的：
哪里： ?v?out=小信號(hào)輸出電壓 ?v?out_fb=小信號(hào)輸出電壓感測(cè) ?v?dc_ref=小信號(hào)輸出參考電壓 ?v?in=小信號(hào)輸入電壓感測(cè) ?i?負(fù)載=小信號(hào)負(fù)載電流感應(yīng) ?e?v=小信號(hào)電壓錯(cuò)誤 ?i?pk_ref PI=小信號(hào)PI峰值電流參考 ?i?tot?ref ADC=小信號(hào)數(shù)字正弦電流基準(zhǔn) ?Fi s=輸入電流閉環(huán)傳輸函數(shù) ?Cvs=輸出電壓補(bǔ)償器傳遞函數(shù) ?AMUL=數(shù)字電流基準(zhǔn)生成的數(shù)字乘法器增益 ?ASMED=模擬電流基準(zhǔn)生成的數(shù)模增益 ?Av=輸出電壓感應(yīng)增益 由于電壓環(huán)交叉頻率通常選擇在5-15Hz范圍內(nèi)，因此可以忽略右半平面零點(diǎn)（更高頻率>20 kHz）。 I/O FFD目前被視為恒定增益（AMUL）。輸出電壓回路調(diào)節(jié)由數(shù)字PI執(zhí)行： 因此，PI參數(shù)的計(jì)算可以采用與電流回路相同的程序設(shè)計(jì)。啟動(dòng)從系統(tǒng)細(xì)節(jié)： 因此，補(bǔ)償器參數(shù)為： 十I/O前饋和電流基準(zhǔn)生成 當(dāng)主電壓或負(fù)載電流突然變化時(shí)，電壓環(huán)的低帶寬會(huì)引起輸出電壓波動(dòng)。為了減少瞬態(tài)響應(yīng)，系統(tǒng)將執(zhí)行兩次反饋。
注：在下列公式中，字母上方的波浪號(hào)（~）表示小信號(hào)變量，大寫(xiě)字母表示穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)變量第一個(gè)前饋是一個(gè)負(fù)載前饋，它將一部分負(fù)載電流i?ff添加到PI輸出，從而有助于在發(fā)生負(fù)載階躍時(shí)快速改變峰值電流參考i?pk?u ref*。 對(duì)于第二個(gè)前饋，i?pk_ref*乘以系數(shù)Kff，以考慮輸入電壓波動(dòng)： 從上面的等式可以清楚地看出，rms輸入電壓的增加會(huì)導(dǎo)致i?pk_ref降低，反之亦然，因此輸出電壓保持相對(duì)恒定。 通過(guò)將i?pk_ref乘以查找表得到偽正弦形狀的電流基準(zhǔn)： 對(duì)于數(shù)模增益： 電流基準(zhǔn)是一個(gè)PWM信號(hào)，必須用適當(dāng)?shù)挠布䦟?duì)其進(jìn)行濾波，以生成模擬電流回路的基準(zhǔn)。
十一.控制設(shè)計(jì)實(shí)例： 2 kW額定功率的典型設(shè)計(jì)參數(shù)如下表所示。
表2。功率級(jí)、傳感和電流回路參數(shù) 利用上表中的值，公式（12）中的補(bǔ)償器參數(shù)計(jì)算如下： 對(duì)于零電容器Cfz=8.2nF，輸入PI電阻為：  因此，通用5.6 kΩ電阻器是合適的。
反饋電阻值由以下公式得出：  因此，通用4.3 kΩ電阻器是合適的。 最后，高頻極性電容器fpi1=3*fsw/4計(jì)算公式如下：  所以820pF電容器是合適的。公式（21）中的電壓環(huán)補(bǔ)償器參數(shù)也可計(jì)算： KI_Vdc* = 59.8985 KP_Vdc = 0.9065 注意，積分增益KI_Vdc*不能直接用于固件計(jì)算程序，但必須除以數(shù)字PI的工作頻率，因此：
十二.功率級(jí)設(shè)計(jì)方程 1，混合輸入橋 混合輸入電橋（兩個(gè)高壓側(cè)整流器SCR和兩個(gè)低壓側(cè)二極管）的選擇基于最大平均值和RMS輸入電流： 這里： ?IIN_rms MAX=最大輸入電流（rms） ?IIN_avg MAX=最大平均輸入電流 ?VIN_rms MIN=最小輸入電壓（rms） ?POUT=輸出功率 ?η=PFC效率 ?PF=功率因數(shù) 已選擇STBR3012WY和相關(guān)TN3050H-12WY SCR。這對(duì)1200V器件特別適合輸入電橋，因?yàn)樗鼈兙哂械驼螂妷航岛屠擞侩娏?電壓處理能力：額定電流較高的電橋設(shè)備通常會(huì)經(jīng)歷較低的電壓降，這有助于降低電橋功率損耗。此外，在汽車(chē)應(yīng)用中，它們可以代替電阻器和繼電器對(duì)來(lái)限制浪涌電流，因?yàn)檎駝?dòng)會(huì)損壞機(jī)械可靠性繼電器。電源STBR3012WY和TN3050H-12WY的耗散按照數(shù)據(jù)表中的相同方法計(jì)算： PBRIDGE_diode = 0.96 ? IIN_avg MAX + 0.008 ? I IM_rms MAX 2 = 0.96 ? 10.13 + 0.008 ? 11.252 = 10.74W PBRIDGE_scr = VTO ? IIN_avg MAX + RD ? IIN_rms MAX 2 = 0.88 ? 10.13 + 0.014 ? 11.252 = 10.68 W
這里： ?VTO=TN3050H-12WY的閾值電壓（Tj=150°C時(shí)） ?RD=TN3050H-12WY的動(dòng)態(tài)電阻（Tj=150°C時(shí)） 因此，混合輸入電橋的總功率損耗為：
輸入電容器 輸入電容器必須濾除輸入電流中的高頻紋波。建議使用額定最大輸入電壓的聚丙烯薄膜電容器。
計(jì)算公式為： ?kr=電感電流紋波系數(shù) ?r=最大高頻電壓紋波系數(shù)（ΔVIN/VIN=2-10%） ?fsw=開(kāi)關(guān)頻率 ?Nc?=交織通道數(shù) 使用常用的1μF輸入電容器。 升壓電感器 升壓電感設(shè)計(jì)為工作在CCM中。 占空比和最大平均電感電流在額定輸出功率的最小直流母線(xiàn)電壓下進(jìn)行評(píng)估： 這里： ?VOUT=標(biāo)稱(chēng)輸出電壓。 因此，一旦設(shè)置了最大允許紋波（kr），每個(gè)通道的升壓電感可計(jì)算為： 因此，飽和電流必須大于10 A（典型的電感值公差為±10%）。 電源開(kāi)關(guān)管 選擇功率開(kāi)關(guān)（MOSFET或IGBT）以使功率損耗最小。在最小直流母線(xiàn)電壓（最壞情況）下評(píng)估最大開(kāi)關(guān)電流： IGBT HB IGBT系列的STGW20H65FB用作升壓開(kāi)關(guān)。該器件基于先進(jìn)的專(zhuān)有溝道柵場(chǎng)阻結(jié)構(gòu)，具有低導(dǎo)通損耗（由于低VCE（sat））和高開(kāi)關(guān)速度（由于尾電流分布最小化）。 設(shè)備數(shù)據(jù)表提供了執(zhí)行損耗計(jì)算所需的值。
功率傳導(dǎo)損耗PS_cond（VCEsat_rms = 0.988 V以圖形方式從輸出特性中獲得）： ?VCEsat_rms=Tj=125°C時(shí)的集電極-發(fā)射極飽和電壓，Ic=Isw_rms 開(kāi)關(guān)損耗（根據(jù)開(kāi)關(guān)能量與集電極電流的關(guān)系，使用Eon和Eoff進(jìn)行計(jì)算）： ?Eon_rms=在Tj=125°C和Ic=Isw_rms時(shí)打開(kāi)開(kāi)關(guān)能量 ?Eoff\u rms=Tj=125°C和Ic=Isw\u rms時(shí)的關(guān)閉開(kāi)關(guān)能量 IGBT總功率損耗： 總功率損耗是每個(gè)特定損耗的總和乘以交織信道的數(shù)量： 升壓二極管： 與電源開(kāi)關(guān)一樣，適當(dāng)?shù)纳龎憾䴓O管選擇對(duì)高頻下CCM中的PFC運(yùn)行至關(guān)重要，以最大限度地降低功率損耗。 STPSC12065 650 V功率肖特基碳化硅二極管提供快速恢復(fù)，反向電壓可以忽略不計(jì)恢復(fù)電荷和最小電容關(guān)斷特性與溫度無(wú)關(guān)。 二極管電流的平均值和均方根值由最大輸出功率和最小輸入電壓計(jì)算得出，之后可以確定導(dǎo)通和開(kāi)關(guān)損耗。 導(dǎo)通損耗 ?Vt?=二極管閾值電壓 ?Rd=二極管差動(dòng)電阻 開(kāi)關(guān)損耗： QCj=總電容電荷 二極管總功率損耗： 輸出電容器 確定輸出電容器的因素之一是PFC在兩倍線(xiàn)路頻率下的輸出電壓紋波： ?ΔVOUT=輸出紋波電壓目標(biāo) ?f=最小交流線(xiàn)路頻率 另一個(gè)因素是線(xiàn)路中斷一定時(shí)間（保持時(shí)間）后的PFC輸出電壓： ?VOUT MIN=線(xiàn)路中斷后的最小允許輸出電壓 ?t?old_up=等待時(shí)間 我們選擇兩個(gè)因素中的較大者： 因此，通常會(huì)選擇2個(gè)并聯(lián)的680μF電容器。 然而，當(dāng)COUT\u H>COUT\R時(shí)，實(shí)際紋波可能比目標(biāo)低很多。 因此，為了避免電容器過(guò)大并確保這兩個(gè)因素都得到滿(mǎn)足，可以逐步減小目標(biāo)功率（通過(guò)迭代），直到COUT_R=COUT_H。 結(jié)果是： ΔVOUT = 12.9V COUT_R = COUT_H = 1238?F 確定了2個(gè)并聯(lián)的680μF電容器。 傳感電路必須設(shè)計(jì)有適當(dāng)?shù)碾妷�、額定功率和公差選擇，以及使用運(yùn)算放大器電路時(shí)的帶寬和轉(zhuǎn)換率。
感應(yīng)輸入電壓 兩個(gè)分壓器用于感測(cè)內(nèi)部差動(dòng)測(cè)量的線(xiàn)路和中性點(diǎn)輸入電壓。 VIN_L1由以下等式得出： 感測(cè)電壓的最大峰值不得超過(guò)1.25 V，因此，如果我們將R124和R125設(shè)置為470 kΩ，則R126可計(jì)算為： ?VIN_L1 max=1.04*VL1_pk是增加一定裕度的最大峰值線(xiàn)電壓（本例中為4%） （設(shè)計(jì)） 相同的值用于識(shí)別VIN_L2 max電感。 應(yīng)使用公差為0.1%的R126（123），并在盡可能靠近VIN[0]（[1]）引腳31（38）（本設(shè)計(jì)中為10 kΩ，1 nF）的位置插入低通濾波器。
輸入電流感應(yīng) 分流電阻器R320將總輸入電流轉(zhuǎn)換為電壓。差分運(yùn)算放大器電路（TSV911：?jiǎn)坞娫矗墝?duì)軌）用于放大傳感信號(hào)。 由于元件公差，為了獲得足夠的感應(yīng)裕度，最大總電感峰值電流增加精度一定百分比（在我們的示例中為15%）。 必須滿(mǎn)足關(guān)系R324/R325=R330/R327以降低共模抑制比（CMRR），因此建議使用0.1%公差輸入和反饋電阻。 在此配置中，輸出電壓與正負(fù)輸入電壓之差成比例： 最大值不得超過(guò)4.7 V。因此，如果將R325和R327設(shè)置為2.2 kΩ，則可得出R330： 因此，可以選擇一個(gè)82 kΩ0.1%的電阻器。
ZVD傳感 采用零電壓檢測(cè)（ZVD）隔離電路，使PFC的運(yùn)行和輸入電壓的過(guò)零同步。 您應(yīng)該在盡可能靠近ZVD引腳17的位置接入一個(gè)低通濾波器（本設(shè)計(jì)中為10 kΩ100 pF）。
輸出電壓傳感 一個(gè)共同的分壓器是用來(lái)檢測(cè)功率因數(shù)校正輸出電壓。 感應(yīng)電壓不得超過(guò)1.25 V，并用以下公式計(jì)算： 感應(yīng)電壓不得超過(guò)1.25 V，并用以下公式計(jì)算： 從R303=R306=R314=470 kΩ開(kāi)始，我們可以確定較低的電阻： ?VOUT MAX是增加一定裕度（本設(shè)計(jì)中為25%）的標(biāo)稱(chēng)輸出電壓。 和3.3 kΩ0.1%的電阻器，低通濾波器應(yīng)盡可能靠近VOUT引腳34（本設(shè)計(jì)中為10 kΩ220 nF）
輸出電流傳感 與輸入電流檢測(cè)類(lèi)似，并聯(lián)電阻器（R300）和差分運(yùn)算放大器電路用于檢測(cè)輸出電流。 輸出公式為： 最大輸出電壓不得超過(guò)1.25 V。關(guān)系R309/R308=R319/R307必須滿(mǎn)足（0.1%公差電阻）和傳感裕度（10%）。 如果R307=R308=10 kΩ和R300=40 mΩ： ?Iload MAX是按一定裕度增加的最大輸出電流（在本設(shè)計(jì)中為10%）。 因此選擇了一個(gè)56kΩ0.1%的電阻。 您應(yīng)該在盡可能靠近插腳33的地方放置一個(gè)低通濾波器（本設(shè)計(jì)中為10 kΩ15 nF）。
開(kāi)關(guān)電流感應(yīng) 兩個(gè)類(lèi)似于輸出電流感測(cè)電路的電路用于感測(cè)每個(gè)通道的開(kāi)關(guān)電流。 最大輸出電壓設(shè)置為4.7 V，以最大限度地提高感應(yīng)動(dòng)態(tài)和抗噪性。在這種情況下，最大輸入電流是電感飽和電流（10%裕度）。 如果R340=R345=2.2 kΩ和R318=10 mΩ： 因此選擇了62kΩ0.1%。 檢測(cè)到的電流用于硬件快速過(guò)流保護(hù)（OCP）和開(kāi)關(guān)平均電流平衡（CB）功能（來(lái)自I_0和I_1的信號(hào)經(jīng)過(guò)過(guò)濾，分別發(fā)送到引腳35和36）。 過(guò)流保護(hù)電路 每個(gè)開(kāi)關(guān)的峰值電流需要限制，以防止電感飽和，這可能會(huì)導(dǎo)致非常高的電流和損壞電路板。 兩個(gè)開(kāi)關(guān)電流（I_0，I_1）被發(fā)送到OR配置中的內(nèi)部比較器。 分壓器用于使開(kāi)關(guān)電流傳感輸出適應(yīng)內(nèi)部保護(hù)閾值1.23V （Vth（CMP））位于OCP[0]針腳28上。例如，如果最大峰值電流設(shè)置為13 A，則開(kāi)關(guān)電流感應(yīng)的輸出為： 當(dāng)兩個(gè)信號(hào)中的一個(gè)超過(guò)VI_0（OCP）時(shí)，比較器的輸出被強(qiáng)制高，因此對(duì)于R36=4.7 kΩ， R37可計(jì)算為： 選擇2.7 kΩ電阻器。 當(dāng)內(nèi)部比較器被激活時(shí)，引腳19（通常為高）變低，并快速關(guān)閉所有驅(qū)動(dòng)器（PM8834）的輸入。紅色LED亮起表示STNRGPF12上存在故障。
STMicroelectronics開(kāi)發(fā)的eDesignSuite軟件工具可幫助您配置ST產(chǎn)品的電源轉(zhuǎn)換應(yīng)用程序。您可以使用它為特定的應(yīng)用程序定制PFC控制器：首先輸入設(shè)計(jì)的主要規(guī)范，然后生成自動(dòng)設(shè)計(jì)，或者按照順序過(guò)程構(gòu)建高度定制的設(shè)計(jì)。
實(shí)驗(yàn)結(jié)果：穩(wěn)態(tài)、動(dòng)態(tài)波形及典型波形PFC性能曲線(xiàn) 啟動(dòng)性能 連接到電網(wǎng)后，輔助電源啟動(dòng)，設(shè)備供電。在輸出電容器預(yù)充電階段，浪涌電流由SCR的數(shù)字控制來(lái)管理，SCR每半個(gè)周期以40μs的增量向后（相對(duì)于相對(duì)零電壓交叉）觸發(fā)。一旦脈沖寬度足夠大（點(diǎn)火角大于90度），SCR控制設(shè)置并鎖定在線(xiàn)路頻率占空比的50%。電路板設(shè)計(jì)為在空載條件下啟動(dòng)，如果電網(wǎng)參數(shù)（電壓和頻率）在正確的范圍內(nèi)，電路板啟動(dòng)空載啟動(dòng)，突發(fā)模式操作，輸出電壓在416 V和436 V之間調(diào)節(jié)。 一旦啟動(dòng)階段結(jié)束，綠色LED指示PFC已準(zhǔn)備好進(jìn)行負(fù)載連接。
電感電流 下圖顯示了轉(zhuǎn)換器的電感電流波形。交織操作明顯，通道電流相移180度。在這種情況下，主PWM信號(hào)（紅色）的占空比約為60%。
操作期間的行為 安捷倫6813B交流電源用于為電路板提供低端電源：115 VAC，1 kW負(fù)載（由于熱原因，轉(zhuǎn)換器可管理的最大功率降為115 VAC）。 下圖中的線(xiàn)電流是一個(gè)完美的正弦波，與線(xiàn)電壓同相，而輸出電壓調(diào)節(jié)在400 V。 在230VAC和額定功率下，所提出的控制方案的高性能也很明顯。線(xiàn)路電流與電流參考值正確地一致。 在10%-100%-50%的負(fù)載階躍序列中，由于負(fù)載前饋，PFC表現(xiàn)出快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。此外，直流母線(xiàn)電壓嚴(yán)格控制在參考值。
穩(wěn)態(tài)性能 采用通用功率分析儀（voltechpm6000）對(duì)PFC的穩(wěn)態(tài)性能進(jìn)行了評(píng)估。
THD 當(dāng)負(fù)載高于20%時(shí)，輸入電流THD低于5%。在230伏交流電壓（滿(mǎn)負(fù)荷）時(shí)下降到1%，在115伏交流電壓（1千瓦）時(shí)下降到2%以下。
功率因數(shù) 當(dāng)負(fù)載超過(guò)額定功率的20%時(shí)，功率因數(shù)幾乎達(dá)到單位，其值高于0.99。
效率 在測(cè)得的效率結(jié)果中，缺相控制策略產(chǎn)生一條平坦曲線(xiàn)（在230VAC時(shí)為97.3%） 我們提出了一個(gè)2千瓦，2通道交錯(cuò)PFC與數(shù)字勵(lì)磁涌流控制在工業(yè)應(yīng)用中的文件。在STEVAL-IPFC12V1上使用的交織技術(shù)產(chǎn)生了非常好的功率密度（52W/inch3）和混合信號(hào)控制提供了最佳的PFC性能。 特別是，模擬電流回路允許我們實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)（PF>0.99）和非常低的THD（額定功率<2%），而數(shù)字電壓環(huán)有助于保持良好的輸出電壓調(diào)節(jié)（I/Ofeed正向）和平坦的效率曲線(xiàn)，從50%到100%負(fù)載（缺相）略低于97.5%。一旦指定了帶寬和相位裕度，本文檔中討論的設(shè)計(jì)過(guò)程允許您計(jì)算關(guān)鍵控制參數(shù)，并通過(guò)小信號(hào)傳遞函數(shù)確保系統(tǒng)穩(wěn)定性。 所提出的控制方案在STNRGPF12控制器上實(shí)現(xiàn)，該控制器能夠驅(qū)動(dòng)應(yīng)用程序并對(duì)輸入和輸出條件做出適當(dāng)?shù)捻憫?yīng)。 您還可以通過(guò)設(shè)計(jì)和定制整個(gè)應(yīng)用程序和控制器套件來(lái)消除軟件的復(fù)雜性
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